Timer-IC 555

http://sites.prenninger.com/elektronik/timer-ic-555



http://www.linksammlung.info/

http://www.schaltungen.at/

                                                                                                                                Wels, am 2012-08-30


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                                    Hans Camenzind   +
                                                                       der Elektroingenieur ist am 8. August im Alter von 78 Jahren gestorben.

Der gebürtige Schweizer zog in den 1960er Jahren in die USA und studierte in Boston und Santa Clara.
Er arbeitete für verschiedene Unternehmen der jungen Halbleiterbranche und entwickelte 1971 für die Firma Signetics (später Philips Semiconductors, heute NXP) den Timerchip NE555.

Hans R. Camenzind (1934–2012), Mikrochip-Entwickler und Unternehmer

http://de.wikipedia.org/wiki/Hans_R._Camenzind

http://www.heise.de/newsticker/meldung/Hans-Camenzind-gestorben-der-NE555-lebt-weiter-1669451.html



http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/bilder/hans_camenzind.jpgNE555 / LMC555CN

Bild: Hans R. Camenzind

Zum Tod des NE555-Erfinders

Der grosse Schweizer Elektronik-Guru Hans Camenzind, der früh in die USA auswanderte, ist im Alter von 78 Jahren am 08.08.2012 gestorben.

Mit seiner Erfindung des Timer-IC NE555 im Jahre 1971, bereicherte Hans R.  Camenzind nachhaltig die Elektronik-Fachwelt.

In den 1980er-Jahren kam es zu einer Modernisierung durch die CMOS-Version, z.B. LMC555 von National und TLC555 von Texas-Instruments. Die 1980er-Jahre standen generell in der CMOS-Aufbruchsphase. Ohne die Erfindung des originalen NE555 von Hans Camenzind, hätte es auch nie CMOS-Versionen gegeben. Eine grosse Bereicherung wäre uns versagt geblieben! Der NE555 ist der weltweit meistverkaufte integrierte Schaltkreis (2005).








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http://de.wikipedia.org/wiki/NE555
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555 1-fach Timer-IC
556 2-fach Timer-IC  (dual timer)
558 4-fach Timer-IC  (quad timer)


Hersteller:
B555  - HFO / East Germany

NE555 (bipolar-ORIGINAL) - Signetics, Fairchild, Intersil,
NE555N - STMicroelectronics
LM555CN  - Fairchild, LM555 = LM1455 National Semiconductor (NSC)
SE555  (bipolar-ORIGINAL) - Intersil
LC555  - Lithic Systems
XR-555 - EXAR
XR555  - EXAR
HA555  - HARRIS
MC1555 - Motorola
RC555  - Raytheon
RM555  - Raytheon
CA555  - RCA
CA555C - Intersil

SN52555 - Texas Instruments (TI)
SN72555 - Texas Instruments (TI)
ILC555 (CMOS) - IKSemicon
ICM7555 (CMOS) - Intersil, MAXIM, NXP-Semiconductors (früher Philips Semiconductors)
LMC555CN (CMOS) - National Semiconduktor (NSC)
ICM555  - Texas-Instruments
TLC555CP (CMOS) - Texas-Instruments  (TI)
NTE955M - NTE Sylvania
ECG955M  - ECG-Philips oder Philips Semiconductors (heute NXP)
CSS555  (CMOS)   - Custom Silicon Solutions


http://en.wikipedia.org/wiki/555_timer_IC
http://de.wikipedia.org/wiki/NE555











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http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0206115.htm

                Timer NE555  (NE556 2-fach, NE556 4-fach)

Der NE555 enthält eine monolithisch integrierte Zeitgeberschaltung, die sich aufgrund ihrer Eigenschaften als Taktgeber, Oszillator und für Zeitverzögerungen verwenden lässt. Der NE555 ist seit 1972 auf dem Markt und ist der Standard-Baustein für alle zeitabhängigen Anwendungen in der praktischen Elektronik. Er ist so universell einsetzbar, dass er als wichtigster integrierter Schaltkreis gilt. Für Hobby-Elektroniker ist er der beliebteste integrierte Schaltkreis.
Nur selten lassen sich Schaltungen leichter aufbauen, wie mit einem NE555.
Der NE555 enthält einen Timer. Der NE556 enthält zwei Timer in einem IC-Baustein. Die Verwendung eines NE556 macht immer dann Sinn, wenn man mehr als einen NE555 für einen Schaltungsteil braucht. Der NE 558 enthält sogar 4 Timer in einem Baustein.
Der NE555 ist bipolar. Die CMOS-Versionen sind LMC555CN (National Semiconductor) und TLC555CP (Texas Instruments).

Eigenschaften des NE555

  • Betriebsspannung von 4,5V..16V
  • TTL-kompatibel
  • Ausgangsstrom bis max. 200mA (bipolare Version)
  • Ausgangsstrom bis max. 10mA (CMOS-Version)
  • Entladestrom (Discharge) bis max. 200mA (bipolare Version)
  • Entladestrom (Discharge) bis max. 100mA (CMOS-Version)
  • Umgebungstemperatur nicht unter 0 °C
  • Funktionalität durch geringe Außenbeschaltung
  • Frequenzbereich bis 500kHz
  • Zeitglied von Mikrosekunden bis Stunden
  • Astabile oder Monostabile Operationen

NE555 oder LMC555/TLC555 / Bipolar- oder CMOS-Version

Es empfiehlt sich die CMOS-Version zu verwenden, weil die bipolare Version beim Umschalten des Ausgangverstärkers einen hohen Impulsstrom aus der Spannungsquelle zieht. Deshalb muss die bipolare Version (NE555) immer mit einem Stützkondensator mit relativ großer Kapazität betrieben werden (zwischen den IC-Anschlüssen 1 und 8).
Allerdings lassen die CMOS-Versionen keinen großen Ausgangsstrom zu. Der liegt bei max. 10 mA. Bei Betriebsspannungen unter 15V sogar noch weniger. Deshalb braucht der CMOS-555 immer eine Transistorstufe am Ausgang.

Innenschaltung des NE555

Der NE555 liefert keine fertigen Funktionen. Die werden erst mit einer äußeren Beschaltung hinzugefügt. Deshalb muss man zuerst die Innenschaltung eines NE555 verstehen, bevor man die Funktionsweise einer Schaltung mit dem NE555 verstehen kann.
Über eine äußere Beschaltung wird dem NE555 bestimmte Funktionen oder Eigenschaften beigebracht. Zum Beispiel wird über eine Kondensator-Widerstandskombination eine zeitliche Komponente hinzugefügt, über die zeitabhängige Eigenschaften erzeugt werden können.
Innenschaltung des NE 555
Die Innenschaltung ist hier als Blockschaltbild dargestellt. Eigentlich besteht der NE555 (Bipolar-Version) nur aus 23 Transistoren, 15 Widerständen und 2 Dioden. Er lässt sich also grundsätzlich auch diskret aufbauen.
Das Kernstück des NE555 ist ein RS-Flip-Flop. Dessen (Setz-) Eingang wird durch den Komparator 2 gesteuert. Der Rücksetzeingang wird durch den Komparator 1 oder den Reset-Anschluss gesteuert (logische ODER-Funktion). Über den Reset-Eingang wird das RS-Flip-Flop immer zurückgesetzt. Unabhängig davon, wie die anderen Eingänge beschaltet sind. Damit das Zurücksetzen auslöst, reicht eine Spannung unterhalb 0,7V aus.
Die Komparatoren vergleichen jeweils zwei Spannungen, die an ihren Eingängen anliegen. Jeweils ein Eingang hat ein voreingestelltes Spannungsverhältnis. Diese Spannungsverhältnis wird durch den dreiteiligen Spannungsteiler (3 Widerstände) hergestellt. Die drei Widerstände haben jeweils den gleichen Wert. An ihnen teilt sich die Betriebsspannung +VCC in drei gleich große Spannungen auf. Diese Referenzspannungen werden für je einen Eingang der Komparatoren abgegriffen. Einmal 1/3 der Betriebsspannung für den Komparator 2 und 2/3 der Betriebsspannung für den Komparator 1.
Wird am Trigger-Anschluss (2) eine Spannung angeschlossen, die kleiner ist al 1/3 der Betriebsspannung, dann geht der Ausgang des Komparators 2 auf "1". Das RS-Flip-Flop wird gesetzt. Der Ausgang des NE555 (3) geht auf "1".
Wird am Schwelleneingang (6) eine Spannung angeschlossen, die größer ist, als 2/3 der Betriebsspannung, dann geht der Ausgang des Komparators 1 auf "1". Das RS-Flip-Flop wird zurückgesetzt. Der Ausgang des NE555 geht auf "0".
Bevor der Ausgang des Flip-Flops herausgeführt wird, erzeugt ein invertierender Verstärker (Operationsverstärker) ein brauchbares Signal. Alternativ steht ein Open-Kollektor-Ausgang zur Verfügung.

Beschaltung des Pin 5 (Control Voltage, CV)

Pin 5 (Control Voltage) ist ein Steuereingang. Er muss nicht beschaltet werden. Das bedeutet, er bleibt offen. Allerdings muss er bei schlechter Stabilisierung der Versorgungsspannung (+VCC) mit einem kleinen Kondensator (10 nF) gegen GND geschaltet werden. Unter anderem wird dabei auch verhindert, dass der NE555 anfängt zu schwingen. Das merkt man daran, dass die Schaltung sehr seltsame Verhaltensweisen aufzeigt, obwohl die Schaltung plausibel dimensioniert und richtig aufgebaut ist. Deshalb hat fast jede noch so kleine Schaltung mit dem NE555 einen Kondensator an Pin 5 gegen GND vorgesehen. Damit hält man sich den Ärger schon von Anfang an fern.
Control Voltage hat auch noch eine andere Funktion. Wird daran eine Spannung zwischen 2/3 +VCC und +VCC angelegt, dann verlängert sich dadurch die interne Zykluszeit. Liegt die Spannung zwischen 0 und 1/3 +VCC, dann wird die Zeit kürzer.

Beschaltung des Pin 4 (Reset)

Der Rücksetzeingang des internen RS-Flip-Flops ist an Pin 4 (Reset) herausgeführt. Dieser Eingang ist Low-aktiv. Das bedeutet, er muss mit GND-Signal (0V) angesteuert werden, damit die Schaltung zurückgesetzt wird. Da es sich um einen digitalen Eingang handelt, darf er nicht offen bleiben. Sonst nimmt der NE555 unbeabsichtigte Zustände ein. Wird die Funktion Reset schaltungstechnisch nicht bebraucht, dann muss der Pin 4 mit +VCC verbunden werden.

Beschaltung des Ausgangs (Pin 3)

Der Ausgang des NE555 hat eine Gegentaktendstufe. Das bedeutet, dass der Ausgang gegen +VCC oder GND geschaltet werden kann. Außerdem nimmt der NE555 entweder +VCC oder GND als Ausgangszustand an. Der Ausgang lässt sich so auf vielfältige Weise nutzen.
Wird der 555 in der CMOS-Variante verwendet, dann muss man auf den Ausgangsstrom achten. Der ist nicht besonders groß. Ein Blick ins Datenblatt ist sinnvoll. Im Regelfall muss immer eine Transistorstufe nachgeschaltet werden. Beim Schalten größerer Lasten muss diese Transistorstufe auf alle Fälle am Ausgang nachgeschaltet werden.
Will man das Ausgangssignal des Timers sichtbar machen, dann eignet sich in der Regel eine Leuchtdiode dafür. Soll eine Leuchtdiode bei einem positiven Impuls leuchten, dann muss die Leuchtdiode mit Vorwiderstand vom Ausgang gegen GND geschaltet werden. Soll die Leuchtdiode bei der Impulspause leuchten, dann muss die Leuchtdiode mit Vorwiderstand vom Ausgang gegen +VCC geschaltet werden.

Timer 555 mit Transistorstufe Timer 555 mit LED gegen +VCC Timer 555 mit LED gegen GND
Timer 555 mit Transistorstufe Timer 555 mit LED gegen +VCC
(leuchtet bei OUT = 0V)
Timer 555 mit LED gegen GND
(leuchtet bei OUT = +VCC)

Anschlussbelegung/Pinbelegung: DIL-Gehäuse

Bedeutung 555 5561 5562 555 (DIL8) 556 (DIL14)
Masse / GND 17 NE555 im DIL8-Gehäuse NE556 im DIL14-Gehäuse
Trigger268
Ausgang (OUT) 359
Reset4410
Steuerspannung (CV) 5311
Schaltschwelle (Treshold) 6212
Entladung (Discharge) 7113
Betriebsspannung / +VCC 814

Herstellerabhängige Bauteilbezeichnungen

Hersteller Bezeichnung Typ
Fairchild, verschiedene HerstellerNE555 Bipolar
HarrisHA555 Bipolar
Philips SemiconductorsECG955M Bipolar
MotorolaMC1555 Bipolar
Intersil CA555C Bipolar
National Semiconductor (NSC) LM555CN Bipolar
National Semiconductor (NSC) LMC555CN CMOS
Texas Instruments (TI) SN72555 Bipolar
Texas Instruments (TI) TLC555CP CMOS

555 im Vergleich

Quelle: Texas Instruments

  NA555 NE555 SA555 SE555 TLC555
max. Frequenz   0,5 MHz 0,5 MHz   2,1 MHz
min. +VCC 4,5 V 4,5 V 4,5 V 4,5 V 2 V
max. +VCC 16 V 16 V 16 V 18 V 15 V
Pin/Gehäuse 8PDIP, 8SOIC 8PDIP, 8SO, 8SOIC, 8TSSOP 8PDIP, 8SOIC 8PDIP, 8SOIC 14TSSOP, 8PDIP, 8SO, 8SOIC
Temperatur -40 bis 105 °C 0 bis 70 °C -40 bis 85 °C -55 bis 125 °C -40 bis 125, -40 bis 85, 0 bis 70 °C

Anwendungen des 555-Timers

  • Taktgenerator
  • Zeitschalter
  • Speicherschaltungen
  • Speziell die präzise CMOS-Version des 555-Timer eignet sich auch als Schmitt-Trigger-Schaltung mit fix definierten Schaltschwellen von 1/3 x VCC und 2/3 x VCC.












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http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/test555.htm#camenzind_tot



                                 LMC555 (CMOS) im Vergleich mit NE555 (bipolar)

 


Einleitung

Dies ist der erste Elektronik-Minikurs im neuen Jahr, im Jahr 2009. Er ergänzt die bereits bestehenden Elektronik-Minikurse zum Thema der 555-Timer-ICs. Immer wieder werden in diesen Minikursen vereinzelt die Vorteile der modernen CMOS- zur alten bipolaren Version hervorgehoben. Dieser Elektronik-Minikurs fasst diese Vorteile zusammen, geht tiefer auf einzelne wichtige Aspekte ein und rundet dieses Thema ab.

Neu in diesem Elektronik-Minikurs ist, dass es keine extra Linkliste gibt. Dem Wikipedia ein ganz klein wenig abgeguckt, folgen wichtige Links, die wesentlich zum Gesamtverständnis beitragen, an den "neuralgischen" Stellen im Text. Ich bitte darum diesen Vorteil zu nutzen. Ein Klick mit der linken Maustaste öffnet stets ein neues Fenster, das einem das fast gleichzeitige Weiterlesen im Ursprungsfenster erlaubt.



Das ELKO-Forum und der 555er

Im Elektronik-Forum des ELektronik-KOmpendium ist das Thema NE555 und LMC555 ein Dauerbrenner. Es gibt wahrscheinlich kein anderes IC, das derart häufig und intensiv diskutiert wird. Dieser Elektronik-Minikurs soll einige wichtige Fragen beantworten und damit versuchen zukünftig den 555er-Trafic im ELKO-Forum etwas einzuschränken.

Das eigentliche Problem besteht darin, dass der alte NE555 bei vielen Elektronik-Aktivisten im Bewusstsein fest zementiert ist. Die moderne und mit vielen Vorteilen behaftete CMOS-Version findet daher nur mit Mühe Zugang. Viele wissen wahrscheinlich gar nicht, dass es die CMOS-Version seit sehr langer Zeit bereits gibt. Es geht hier also darum, mehr Licht ins Dunkel zu bringen. Es geht dabei um die Unterschiede im Bereich des Leistungsverbrauchs, der Stromimpulse auf der Speiseleitung und deren Folgen für die Beschaltung, der maximalen Ausgangsströme und maximalen Taktfrequenzen, sowie die 555er-Endstufe CMOS kontra Bipolar und die Aussteuerfähigkeit der Ausgangsspannung. Eine ganze Pallette von Themen, wie man sieht und die Praxis kommt ganz bestimmt nicht zu kurz!

Historisches zum 555er

Es begann alles mit dem NE555, dem ersten 555-Timer-IC im achtpoligen Dual-In-Line-Gehäuse anfangs der 1970er-Jahre, als der Schweizer Hans R. Camenzind von der Firma Signetics mit dem Design beauftragt wurde. Es lohnt sich dafür im Wikipedia die Erfolgsgeschichte des NE555 nachzulesen. Ab 1973 war der "555" jedes Jahr das meistverkaufte IC der Welt. 2003, mehr als 30 Jahre später, betrug die Jahresproduktion etwa eine Milliarde Stück. Eine wahre Erfolgsgeschichte!

Die 1980er-Jahre gingen als "das Jahrzehnt des CMOS", ein Slogan von Motorola, in die Geschichte der modernen Elektronik ein. Die Bezeichnung Morgendämmerung der CMOS-Technologie finde ich allerdings passender, weil mit den 1980er-Jahren begann die stürmische Entwicklung der CMOS-Technolgie, die bis heute, mit immer höheren Integrationsdichten und immer kleineren Strukturen, ungebrochen anhält. Für die CMOS-Version des 555-Timer-IC bedeutet dies, mit all den vielen Vorteilen von der CMOS- gegenüber der bipolaren Technologie, einen enormen Inovationsschub. Diese Vorteile der CMOS-Version sollen uns in diesem 555er-Elektronik-Minikurs ständig begleiten und auf diese Weise einen roten Faden für uns sein.

Für die CMOS-Version beschreibe ich hier den LMC555 von National-Semiconductor-Corporation (NSC). Der TLC555 von Texas-Instruments (TI) ist im Wesentlichen identisch. Wenn von der alten bipolaren Version die Rede ist, wird der Standarttyp NE555 genannt. Der LM555 ist elektrisch und pin-kompatibel zum NE555. Falls die Links dieser genannten Datenblätter nicht mehr gültig sind, suche man diese bitte selbst mit einer Suchmaschine.



Vorteil: Weniger Leistung, besser für Batteriebetrieb

Es ist hinreichend bekannt, dass digitale integrierte Schaltungen in bipolarer Technologie, auch dann signifikant Leistung konsumieren, wenn gar kein Schaltvorgang vorliegt, d.h. keine Taktfrequenz wirkt. Der logische Zustand ist also entweder auf dem HIGH- oder LOW-Pegel. Ganz im Gegensatz zu digitalen integrierten Schaltungen in CMOS-Technologie. Genau so verhält es sich im Vergleich des LMC555 (CMOS) zum NE555 (bipolar).

Bild 1 illustriert dies mit dem Beispiel einer Betriebsspannung von +12 VDC. Da es stets selbe Betriebsspannung +Ub ist, genügen Vergleiche mit dem Betriebsstrom anstelle der Leistung. Während bei bipolaren ICs der Betriebsstrom (Supply-Current) mit Icc bezeichnet wird, kommt bei CMOS-ICs IDD zum Einsatz. Um es einfacher zu machen, ist der Betriebstrom stets mit I bezeichnet oder mit einem Stromrichtungspfeil mit Angabe des Stromes markiert. Die Betriebsspannung ist mit +Ub für positive, -Ub für negative und ±Ub für symmetrische Spannungswerte angegeben.

Bild 1 zeigt den LMC555 und den NE555 in der Funktion als Schmitt-Trigger. Wie das funktioniert, liest man im soeben genannten Link zu einem Elektronik-Minikurs. Der Ruhe- oder Aktivzustand eines LMC555 oder NE555 kann man in der Funktion als Generator zeigen, der an Pin 4 aus- oder eingeschaltet wird oder in der Funktion als Schmitt-Trigger, bei dem ein ruhender logischer Pegel (DC-Spannung) an Ue liegt, der einen inverierten ebenfalls ruhenden logischen Pegel (DC-Spannung) an Ua erzeugt. Aktiv gilt, wenn eine Wechselspannung (AC-Spannung) an Ue am Ausgang Ua eine rechteckförmige Ausgangspannung erzeugt, die zu Ua ebenfalls invertiert ist. Die Form der AC-Spannung an Ue ist egal, wichtig ist, dass die Spitzenwerte den obereren und unteren Triggerpegel über- bzw. unterschreiten. Über solche Details liest man im soeben genannten Link. Symbolisch wird in Teilbild 1.2 jeweils ein Dreiecksignal angedeutet.

Die beiden Teilbilder 1.1a und 1.1b zeigen den LMC555 und den NE555 mit je einem logischen HIGH oder LOW an Ue und invertiert dazu LOW oder HIGH an Ua. Ein ganz wichtiger Vorteil erkennt man sogleich. Der Ruhestrom beträgt beim LMC555 mit 0.15 mA nur 1.8 % vom Ruhestrom des NE555 mit etwa 8 mA. Das zeigt, dass der LMC555 klarer Sieger ist, wenn Batteriebetrieb zur Anwendung kommt. Der kritische Leser fragt sich allerdings, warum der Ruhestrom beim LMC555 nicht praktisch Null ist. So ist es schliesslich bei allen CMOS-Familien ICs. Nur, das stimmt nicht ganz. Bei einem Monoflopp, z.B. CD4538 (Dual Monoflop), beträgt die Ruhestrom zwischen maximal 0.3 und 2 mA bei einer Betriebsspannung von 10 VDC. Der Grund liegt daran, dass ein Teil der Schaltung (u.a. Referenz-Teil) im analogen Bereich arbeiten muss. Beim LMC555 betrifft dies die drei internen Widerstände zwischen +Ub und GND, welche die Triggerspannungen definieren und die beiden Komparatoren.

Die beiden Teilbilder 1.2a und 1.2b zeigen die selben Schaltungen noch einmal, jedoch eingangsseitig an Ue mit einer AC-Spannung die am Ausgang Ua eine Rechteckspannung, auf Grund der Schmitt-Trigger-Funktion, erzeugt. Wir wollen wissen, wie sich das auf den Strombereich auswirkt. Der langen Rede kurzer Sinn, auch hier ist die CMOS-Version klar überlegen. Bei der Maximalfrequenz von 6 MHz verbraucht der LMC555 7 mA und bei 1 MHz sind es nur noch 1.5 mA. Diese Frequenz ist fast doppelt so hoch wie die Maximalfrequenz des NE555, wobei der Strom nur 2.5 %, 1.5 mA anstatt 60 mA, ausmacht. Der LMC555 braucht bei 6 MHz etwa 1 mA weniger als der NE555 im Ruhezustand. Man beachte die punktierte Linie. Vergleicht man den Stromverbrauch bei den Maximalfrequenzen von LMC555 (6 MHz) und NE555 (600 kHz), begnügt sich der LMC555 mit 12% in Relation zum NE555 (Teilbild 1.2b). Während beim LMC555 der Strom beinahe proportional zur Frequenz zunimmt, ist beim NE555 die Stromzunahme vom unteren bis in den mittleren 10-kHz-Frequenzbereich nur minimal, weil da der relativ hohe Ruhestrom von 8 mA dominiert.

Gemäss Datenblatt des LMC555 beträgt die Maximalfrequenz 3 MHz. Bezogen ist dies auf eine Betriebsspannung von +5 VDC. Bei +12 VDC ist leicht das doppelte erreichbar. Betreffs dieser 6 MHz beim LMC555 und 600 kHz beim NE555, bei +12 VDC, zeigen sich die Grenzen der Frequenzen optisch durch das Mass der Verzerrung des Rechtecksignales. Ich empfehle, dies selbst mit einem Oszilloskopen zu erfahren. Damit man den Ausgang des IC kapazitiv nicht unnötig belastet, muss man eine niederkapazitive Mess-Sonde benutzen. Diese haben in der Regel in der Sonde einen Spannungsteiler von 1:10.

Teilbilder 1.3a und 1.3b führen uns noch einmal zurück zu den Unterschieden zwischen dem Ruhestrom des LMC555 (CMOS) und des NE555 (bipolar). Was ist die Ursache davon? Eine Ursache kann man leicht erkennen, wenn man das Innenleben (Schaltung) des LMC555 mit dem des NE555 vergleicht. Bei CMOS-Schaltungen werden für Endstufen symmetrisch beschaltete N- und P-Kanal-MOSFETs eingesetzt. Solche Stufen brauchen, wenn am Anschluss ausserhalb nicht belastet, im Ruhezustand keinen Strom, weil nur der eine MOSFET leitend und der andere gesperrt ist, wie dies Teilbild 1.3a zeigt. Es ist die Wiedergabe der Ausgangsstufe des LMC555. Mit HIGH und LOW für Pegel und ON und OFF für den Zustand der MOSFETs ist dies an einem Beispiel illustriert. Beim Anschluss DISCHARGE steht OPEN, weil es ein Open-Drain-Ausgang ist. Ein HIGH-Pegel kann es nur geben, wenn zwischen +Ub und Ua eine Last, z.B. ein Pullup-Widerstand, angeschlossen ist. Darum die Angabe HIGH in Klammern.

Ganz anders arbeitet die Ausgangsstufe des NE555. Betrachten wir Teilbild 1.3b, so fällt uns auf, dass die Ausgangsstufe nur mit NPN-Transistoren realisiert ist. Dies hat zur Folge, dass der Betriebsstrom etwas höher ist, wenn Ua auf LOW-Pegel liegt. Dies kommt davon, dass durch R12 ein zusätzlicher Strom fliesst, wenn Ua auf LOW liegt. Q20 und Q24 sind leitend. Der Strom fliesst von +Ub über R12, Q20, R14 und Q24 nach GND. Bei +12 VDC an +Ub bedeutet dies, dass der Strom zusätzlich etwa 1.6 mA beträgt. Dieser Strom fliesst nicht, wenn Ua auf HIGH liegt. Der restliche Ruhestrom verbraucht die verbleibende Schaltung des NE555. Abgesehen vom Vergleich zwischen den Endstufen enthalten LMC555 und NE555 diverse Stromquellen und Stromspiegel. Die Summe dieser Ströme sind beim LMC555 wesentlich niedriger, obwohl dessen Schaltung eine höhere Maximalfrequenz ermöglicht als die des NE555.

LMC555 mit 1.5V-Batterie?
Aber nicht nur betreffs des Betriebsstromes ist der LMC555 dem NE555 überlegen. Der LMC555 ist auch überlegen beim Vergleich der minimalen Betriebspannung. Während der NE555 eine minimale Betriebsspannung von 4.5 VDC zulässt, ist der LMC555 mit 1.5 VDC zufrieden. Das bedeutet, dass der LMC555 mit einer 1.5V-Batterie einsatzfähig wäre. Ob dem wirklich so ist, geht aus dem Datenblatt des LMC555 nicht hervor, denn man liest nichts darüber bei welcher unteren Betriebsspannung der LMC555 seinen Dienst versagt. Diese Information würde erklären, wie stark eine 1.5V-Batterie entladen werden darf, ohne den Betrieb des LMC555 zu gefährden. Ich werde gelegentlich dieser Frage experimentell nachgehen und gegebenenfalls diesen Elektronik-Minikurs entsprechend updaten. In diesem Punkt unterscheidet sich der LMC555 vom TLC555 (beide IC in CMOS), der eine untere Betriebsspannung von 2 VDC spezifiziert.

Zur Speisung des LMC555 und NE555: Es fällt auf, dass der LMC555 nur einen nichtelektrolytischen Kondensator als Blockkondensator Ck aufweist, während der NE555 noch extra einen Elektrolytkondensator CkX (X für extra) hat. Es gibt dafür einen wichtigen Grund, der im folgenden Kapitel mit Bild 2 thematisiert ist.



Zu grosse Stromimpulse auf der Speiseleitung

Warum gibt es Stromimpulse auf Speiseleitungen? Sie entstehen durch das Umschalten des Ausgangspegels an Ua. Wenn der Pegel umschaltet, leiten im mittleren Spannungsbereich an Ua kurzzeitig beide Transistoren. In Teilbild 1.3a (LMC555) sind dies T3 (P-Kanal-MOSFET) und T4 (N-Kanal-MOSFET) und in Teilbild 1.3b Q22 und Q24 (beides NPN-Transistoren). Diese impulsartigen kurzzeitigen Ströme sind mit Bild 2 thematisiert.

Es ist nicht nur so, dass der LMC555 viel weniger Strom konsumiert als der NE555, auch die Stromimpulse auf der Leitung der Betriebsspannung +Ub haben eine wesentlich kleinere Amplitude und dies erst noch bei kürzerer Impulszeit. Dies hat zur Folge, dass beim LMC555 Blockkondensatoren Ck mit kleinen Werten von etwa 100 nF (Keramik-Multilayer) genügen. Der NE555 gibt sich damit nicht zufrieden und quittiert eine derart niedrige Kapazität mit querulantem Störverhalten. Teilbild 2.1 wiederholt grundsätzlich die Schaltung von Teilbild 1.2, jedoch mit dem Unterschied, dass in der Speiseleitung +Ub ein niederohmiger Widerstand Rsh (sh = Shunt) eingebaut ist, um an ihm die Spannungsimpulse zu messen, damit man diese in Stromimpulse umrechnen kann.

Für Rsh von Teilbild 2.1a (LMC555) empfehlen sich 10 Ohm (niedriger Stromimpuls) und für Teilbild 2.1b (NE555) genügen 1 Ohm (höherer Stromimpuls). Im Prinzip müsste man den GND des Oszilloskops mit +Ub und den Signalleiter mit dem Knotenpunkt Rsh/Pin8 verbinden, weil man die Spannung über Rsh messen will. Man will jedoch die Spannungsimpulse über Rsh mit der Rechteckspannung an Ua synchronisieren und beide anzeigen. Ua ist aber mit dem GND der 555-Schaltung referenziert. Beides zu realisieren ist logischerweise unmöglich. Trotzdem ist die Lösung einfach, weil uns nur die dynamischen Vorgänge interessieren, - die Spannungs-, bzw. Stromimpulse. Deshalb können wir mit Ua auch Ush auf GND beziehen, wenn wir dafür sorgen, dass die Impedanz zwischen +Ub und GND so niederohmig wie nötig ist. Dafür sorgen Ck beim LMC555 und Ck mit CkX beim NE555. Ck sollte immer ein Keramikmultilayer-Kondensator sein. Er hat eine sehr niedrige parasitäre Eigeninduktivität. Deshalb eignet er sich zur Erzeugung von besonders niedriger Impedanzen bei hohen Frequenzanteilen und steilen Spannungs- und Stromflanken. Das trifft hier vor allem auf LMC555 zu. Beim NE555 braucht es parallel dazu noch einen Elko mit etwa 10µF (es dürfen auch mehr sein!), weil dieser langsamer arbeitet. Auf diese Weise ist eine wesentlich höhere Frequenzbandbreite mit niedriger Impedanz ausgestattet. Genau die selben Argumente für Ck und CkX gelten für Bild 1, nur mit dem Unterschied, dass dort kein Shuntwiderstand Rsh im Einsatz ist.

Die folgenden Messungen mit LMC555 wurden an nur je 10 Exemplaren durchgeführt. Im Prinzip ist das nicht repräsentativ, praktisch gesehen aber trotzdem, weil hier nur grosse Unterschiede interessieren. Die Wertestreuungen innnerhalb des selben IC-Typs sind signifikant niedriger.

Messschaltungen: Teilbilder 2.1a und 2.1b zeigen zwei fast identische Schaltungen mit dem geringfügigen Unterschied in den Widerstandswerten von Rsh. Begründung siehe weiter oben. Kanal A des Oszilloskops ist mit Ua verbunden. Die Triggerung erfolgt auf Ua, also mit Kanal A. Kanal B dient der Messung von Ush. Es empfielt für beide Kanäle je eine abgschirmte Leitung zu verwenden, die beim Oszilloskopen mit den GNDs durch die BNC-Buchsen und bei der Messschaltung mit GND verbunden ist. Zeichnerisch lässt sich das hier nicht so gut darstellen.

Diagramme: Die Diagramme sprechen für sich selbst. Die Unterschiede betreffs Stromimpulse und Impulsdauer zeigen sich deutlich: 50 mA und 20 ns beim LMC555 zu 700 mA und 200 ns beim NE555. Interessant dabei ist, dass der LMC555 bei der steigenden Flanke an Ua einen doppelt so grossen Stromimpuls erzeugt als bei der fallenden Flanke. Diese Asymmetrie wird darauf zurück zu führen sein, dass der N-Kanal- und der P-Kanal-MOSFET der Endstufe etwas unterschiedlich sind. Während der P-Kanal-MOSET nur einem maximalen Strom von 10 mA abgeben (Source-Current) darf, ist es dem N-Kanal-MOSFET erlaubt 50 mA aufzunehmen (Sink-Current). Noch viel extremer zeigt sich der NE555. Während die steigende Flanke an Ua einen massiven Stromimpuls erzeugt, passiert bei der fallenden Flanke gar nichts. Das muss einem allerdings auch nicht wundern, weil asymmetrischer kann eine Endstufe kaum noch realisiert werden, wie dies Teilbild 1.3b im Verhältnis zu Teilbild 1.3a illustriert.



Ausgangsspannungen und Ausgangsströme

Eine CMOS-Endstufe hat sogenannte Rail-to-Rail-Eigenschaft. Also hat diese Eigenschaft die Endstufe des LMC555. Dies allerdings nur dann, wenn der CMOS-Ausgang Ua un- oder nur sehr schwach belastet ist. Bild 3 zeigt die Situation der Ausgangsspannung bei unterschiedlichen Lastströmen. Die Werte sind mit einer Tabelle zusammengefasst. Bild 4 zeigt weiter unten das selbe, jedoch mit der bipolaren Endstufe des NE555, die auch ohne äussere Last, keine Rail-to-Rail-Eigenschaft aufweist. Wir kommen zunächst zu Bild 3 mit dem LMC555:

Bild 3 zeigt links die Messschaltung mit dem LMC555, in der Mitte eine Strom/Spannungs-Tabelle mit einigen diskreten Werten und weiter rechts die CMOS-Endstufe des LMC555. Diese ist stark vereinfacht, so dass sie gerade für die Erklärung, die hier nötig ist, ausreicht. Die Messschaltung beinhaltet eine Spannungsmessung U. Diese soll hochohmig (elektronisches Multimeter) erfolgen, damit dieses Instrument Ua nicht zusätzlich belastet und das Messergebnis verfälscht. Nach der Spannungsmessung erfolgt, vorzugsweise ebenfalls mit einem Multimeter, die Strommessung für ISOURCE in Teilbild 3.1 und ISINK in Teilbild 3.2 und ein variabler Widerstand um die Stromwerte einzustellen. Gezeichnet ist ein Potmeter P, man kann aber ebensogut eine Widerstandsdekade verwenden. Diese sind in der Regel mit 1 Watt belastbar, das für dieses Experiment längst ausreicht. Teilbild 3.1 zeigt die Stromquellenmessung. Ua liegt auf HIGH-Pegel und das heisst, MOSFET T3 ist ein- und MOSFET T4 ist ausgeschaltet. Ausgang Ua liefert den Strom ISOURCE durch das Strommessgerät I und über Potmeter P in Richtung GND. Teilbild 3.2 ist gleich angeordnet. Es besteht nur der Unterschied, dass Ua den Strom nicht liefert, sondern empfängt, und dies von +Ub über Potmeter P und das Strommessgerät I. Es ist also eine Stromsenke ISINK. In der Funktion der Stromsenke ist der MOSFET T4 ein- und der MOSFET T3 ausgeschaltet.

Die MOSFETs verhalten sich wie Widerstände, jedoch nur unterhalb eines gewissen Stroms quasi linear. Es geht hier aber um etwas anderes. Man muss verstehen, dass die Widerstandseigenschaft auch dann gilt, wenn an Ua auch eine noch so kleine Spannung von aussen angelegt wird. Die Drain-Source-Strecke des leitenden MOSFET regiert mit einem noch so kleinen Strom auf diese noch so kleine Spannung. Und genau deshalb ist der HIGH- oder LOW-Pegel auch ohne äussere Last klar definiert. Bei einer bipolaren Endstufe, wie beim NE555 (siehe weiter unten Bild 4 rechts) ist das nicht so. Für den LOW-Pegel gilt: Unterhalb einer gewissen Kollektor-Emitter-Spannung, die zwar sehr klein sein kann, sperrt der Transistor durch seine bipolare Eigenschaft.

Die Tabelle: Betrachten wir die Situation wenn Ua = HIGH. Ohne Strom oder wenn dieser nur wenige zehn µA beträgt, liegt die Spannung an Ua bei +Ub, +12 VDC. Bei 1 mA ist die Spannung um 0.1 VDC niedriger, bei 10 mA beträgt der Spannungsabfall rund 1 VDC. Die Werte sind jeweils auf eine Kommastelle auf- oder abgerundet. Das !-Zeichen macht darauf aufmerksam, dass mit 10 mA gemäss Datenblatt der maximal zulässige Strom erreicht ist. Es kommt jetzt sehr genau darauf an, ob man diesen relativ niedrigen Maximalstrom einhalten will. Man bedenke, die Verlustleistung beträgt dabei nur etwa 10 mW. Kaum der Rede wert. Selbst bei 20 mA beträgt die Verlustleistung erst 40 mW, bei einer Spannungseinbusse von 2 VDC. Fragt sich, was darf man denn diesem LMC555 im DIL-Gehäuse an Verlustleistung zumuten? So liest man unter "Absolut Maximum Rating" 1126 mW, also fast 30 mal mehr. Also ist es aus praktischer Überlegung möglich ein Relais mit einem Spulenstrom von 20 mA zu betreiben. Allerdings für ein 12V-Relais müsste +Ub dann auf +14 VDC oder +15 VDC angehoben werden. Einem modernen 12V-DIL-Leistungsrelais (Kontakt: 250VAC/6A) genügt ein Spulenstrom von eher etwas weniger als 20 mA.

Relais direkt am LMC555: Das heisst, man benötigt keinen zusätzlichen Transistor, man muss nicht auf den alten NE555 ausweichen und man hat den grossen Vorteil, dass der Stromverbrauch bei ausgeschaltetem Relais sehr niedrig ist, weil der LMC555 sehr stromsparend ist. Das Prinzip dieser Relaisansteuerung ist in der Skizze von Teilbild 3.1 rechts aussen angedeutet. Natürlich muss man beifügen, dass diese Stromüberhöhung, trotz keiner rationalen Bedenken, je nach Anwendung, trotzdem nicht zulässig ist, wenn man streng nach industriellen Vorgaben arbeiten muss. Dann gelten streng die Werte des IC-Hersteller-Datenblattes. :-(

Teilbild 3.2 zeigt die Spannungssituation an Ua, wenn der Strom ISINK von +Ub über P und Strommessgerät I nach Ua fliesst. MOSFET T4 ist eingeschaltet. 50 mA ist der Maximalwert und dies ist mit dem !-Zeichen markiert. Vergleicht man die Maximalstromwerte zwischen der oberen und unteren Tabelle, fällt auf, dass die Drain-Source-Spannung beider MOSFETs etwa gleich gross ist. Da dies bei T4 bei 50 mA (Teilbild 3.2) und bei T3 (Teilbild 3.1) bei 10 mA auftritt, erkennt man, dass T4 der "stärkere" MOSFET ist. Dazu liest man im Datenblatt des TLC555: While the CMOS output is capable of sinking over 100 mA and sourcing over 10 mA, the TLC555 exhibits greatly reduced supply-current spikes during output transitions. This minimizes the need for the large decoupling capacitors required by the NE555. Es ist also klar, dass auch 100 mA als Funktion der Stromsenke zulässig sind. Die Frage wäre also durchaus berechtigt, warum denn ISOURCE nicht auch von 10 mA auf 20 mA verdoppelt werden darf. Ich würde es tun... ;-)

Bild 4 mit NE555: Zu den Unterschieden zu Bild 3. Der NE555 ist mit bipolaren Transistoren aufgebaut, der LMC555 mit MOSFETs. Daraus ergeben sich signifikante Unterschiede zu den HIGH- und LOW-Pegelspannungen an Ua wie die Strom/Spannungs-Tabellen zeigen. Während beim LMC555 die unbelastete Ausgangsspannung des HIGH-Pegels der Betriebsspannung +Ub entspricht, ist dies beim NE555 nicht möglich, weil bei der Endstufe die beiden NPN-Transistoren Q21 und Q22 eine Darlingtonstufe bewirken. Q21 und Q22 sind rechts in Bild 4 einfachheitshalber als einen Transistor mit zwei verbundenen Kollektoren dargestellt. In Teilbild 1.3b kann man die ganze Schaltung sehen.

Teilbild 4.1: Selbst wenn kein Strom aus Ua fliesst, müsste die Ausgangsspannung etwa zwei Diodenflussspannungen (zwei mal Basis-Emitter in Serie) niedriger als +Ub sein, also etwa 10.6 bis 10.8 VDC sein. Dass diese Spannung jedoch 11.4 VDC betägt und so nur einer Diodenflussspannung entspricht, hat damit zu tun, dass R13 (Teilbild 1.3b) die Basis-Emitter-Strecke von Q22 überbrückt. Das gilt aber nur für einen sehr niedrigen Strom. Bereits bei 1 mA beträgt Ua 10.7 VDC. Das ist 1.3 VDC unter +Ub und das zeigt, dass der Darlington mit Q21 und Q22 voll in Funktion ist. Das bleibt auch so bis zu einem Strom von 20 mA. Die Spannung über der Darlingtonstufe Q21 und Q22 bleibt zwischen 1.3 VDC und 1.6 VDC. Danach macht diese Darlingtonstufe jedoch nicht mehr so recht mit. Die Spannung an Ua fällt zusehends. Beim maximal zulässigen Strom von 200 mA gemäss Datenblatt "... and the output structure can source or sink up to 200mA" ist Ua auf 8.3 VDC reduziert. Über dem Darlington liegt eine Spannung von 3.7 VDC. Diese Schaltung ist damit grundsätzlich überfordert. Aber verboten ist das natürlich nicht, wenn dadurch die maximal zulässige Verlustleitung innerhalb der zulässigen Betriebsspannung nicht überschritten wird. Trotzdem, so ganz sauber ist diese Sache nicht. Ich erwähne dies ganz speziell deshalb, weil immer wieder behauptet wird, dass der ganz grosse Vorteil des NE555, ob als Stromquelle oder als Stromsenke, darin liegt, dass die an Ua (Pin 3) symmetrisch mit 200 mA belastet werden kann. Dass dem nicht ganz so ist, schwächt den diskrimierenden Vergleich zur CMOS-Version LMC555 erheblich. Der LMC555 punktet auch hier!

Teilbild 4.2: Wir sehen hier, dass der selbe Strom von 200 mA die Endstufe wesentlich weniger belastet. Das kommt davon, dass Q24 als Emitterschaltung arbeitet und gut durchgesteuert wird, so dass eine niedrige Kollektor-Emitter-Spannung entsteht. Bei einem Kollektorstrom ISINK von 20 mA beträgt diese nur 0.1 VDC. Bei den erlaubten maximalen 200 mA beträgt diese Kollektor-Emitter-Spannung (Spannung an Ua) jedoch 1.3 VDC. Das ist trotzdem wesentlich weniger als der Spannungsabfall über Q21 und Q22 mit 3.7 VDC. Im Prinzip wäre es also leistungsmässig verantwortbar, wenn man den maximalen Strom für ISINK auch höher ansetzt als diese 200 mA. Leistungsmässig ja, aber man weiss nichts darüber, ob die Bondierung zwischen Chip und Anschlusspin (Pin 3) einen Strom von wesentlich mehr als 200 mA aushält. Trotzdem, assymetrisch ist die Endstufe genauso wie bei der CMOS-Version mit dem LMC555. Es bleibt aber der einzige Vorteil des bipoalen NE555, dass er einen grösseren Strom treiben kann, falls man auf einen zusätzlichen kleinen Transistor als Treiberstufe unbedingt verzichten will, weil es bei einer Serieproduktion auf jeden Cent ankommt...



Rechteckgenerator, einfacher und trotzdem besser!

Ob mit dem LMC555 oder mit dem NE555, mit beiden kann man die selben Timer/Oszillator-Funktionen realisieren und das sind der monostabile und der astabile Multivibrator. Der LMC555 bietet, weil in CMOS realisiert, die Möglichkeit, das zeit- oder frequenzbestimmende RC-Netzwerk mit wesentlich höherer Impedanz zu gestalten. Das heisst praktisch formuliert, es sind sehr hochohmige R-Werte und ebenso niederkapazitive C-Werte möglich. Der Elektronik-Minikurs 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten geht auf dieses Thema speziell ein. Beim LMC555 und beim NE555 ist es möglich mit dem Eingang CONTROL-VOLTAGE einen Pulsbreitenmodulator (PWM) zu realisieren. Es gibt allerdings eine besonders elegante und sehr einfache Form eine zeitsymmetrische Rechteckspannung zu realisieren, die nur die CMOS-Version LMC555 ermöglicht. Zeitsymmetrisch heisst t1 = t2 und das bedeutet t1/(t1+t2) oder t2/(t1+t2) haben ein sehr genaues Tastverhältnis von 0.5. Siehe Impulsdiagramme in Bild 5. Dass dieses Tastverhältnis nicht absolut einen Wert von 0.5 haben kann, hat etwas mit den Toleranzen der drei IC-internen Widerständen zu tun, welche die obere und untere Triggerschwelle erzeugen und die äquivalente DC-Offsetspannung an den Eingängen der Komparatoren KA und KB spielt auch eine gewisse Rolle. Diese Einfüsse sind aber minimal. Darum kann man guten Gewissens sagen, dass nur ein getaktetes Toggle-Flipflop die präzisere Zeitsymmetrie der Rechteckspannung aufweist. Natürlich nur, wenn der Taktgenerator, der das T-Flipflop steuert, stabil genug arbeitet. Der NE555 kann ein zeitsymmetrisches Rechtecksignal nicht so leicht erzeugen. Wir werden gleich erkennen warum das so ist.

Wir beginnen in Teilbild 5.1 mit dem LMC555. Wir wissen aus Teilbild 1.3, dass eine CMOS-Ausgangsstufe Rail-to-Rail-fähig ist. Das heisst un- oder nur wenig belastet, erreicht Ua für den HIGH-Pegel praktisch +Ub und für den LOW-Pegel GND. Genau das macht es sehr einfach mit nur einem Widerstand (RT) und einem Kondensator (CT) einen astabilen Multivibrator mit hoher Zeitsymmetrie (Tastverhältnis = 0.5) zu realisieren und dazu braucht man den integrierten MOSFET T an Pin7 (DISCHARGE) nicht, der sonst üblicherweise zum Entladen von CT vorgesehen ist. Das kommt der Anwendung zu Gute. Man kann Pin 7 als Opendrain-Ausgang z.B. zur Ansteuerung eines Relais verwenden und so Pin 3 nicht unnötig belasten, was der stabilen Takfrequenz zugute kommt. Das Relais ist mit der schützenden Freilaufdiode in Teilbild 5.1 angedeutet. Die Betriebsspannung für das Relais ist mit +UbX angegeben. Das bedeutet, dass diese Betriebsspannung keineswegs der Betriebsspannung +Ub der Schaltung entsprechen muss. Sie kann, der Nennspannung des Relais angepasst, höher oder niedriger sein. Gemäss Datenblatt dürfen aber keinesfalls +15 VDC übrschritten werden!

Höher frequenter Einsatz: Die Schaltung in Teilbild 5.1 kann auch für hohe Frequenzen im MHz-Bereich eingesetzt werden. Bei der Maximalfrequenz von 3 MHz, gemäss Datenblatt, ergeben sich nach der Formel in Teilbild 5.1 RT = 2.31 k-Ohm (1%-Widerstand) und CT = 100 pF. Um das 50%-Tastverhältnis aufrecht zu erhalten, sollte RT nicht niedriger als etwa 2 k-Ohm sein. D.h., dass bei 2 k-Ohm optisch auf dem Oszilloskop gerade noch keine nennenswerte Abweichung festzustellen ist. Sehr oft ist allerdings gar kein genaues 50%-Tastverhältnis nötig und trotzdem lohnt es sich den LMC555 einzusetzen. Ganz besonders wenn die Frequenz variabel einstellbar sein muss, z.B. zwecks genauem Abgleich, ausser die Stabilität reicht für die Anwendung nicht und es kommt nur eine Generatorschaltung mit einer quarzstabilen Referenz in Frage. Dann aber ist der Aufwand schnell wesentlich grösser.

Wir kommen zu Teilbild 5.2 mit der NE555-Schaltung als astabilen Multivibrator und dem kläglichen Versuch eine zeitsymmetrische Rechteckspannung präzis zu realisieren. Diese einfache Methode von Teilbild 5.1 geht hier nicht, weil die Spannung an Ua nicht Rail-to-Rail-fähig ist. Dies ist weiter oben in Zusammenhang von Teilbild 1.3b ausführlich erklärt. Es bleibt also nur die Methode mit der Entladung von CT durch T, dem integrierten NPN-Transistor. Diode D ist vorläufig noch nicht im Einsatz. So entspricht die Schaltung, wie sie das Datenblatt des NE555 wiedergibt. Wenn die Lade- und Entladezeit von CT gleich lang dauern soll, muss RT1 im Verhältnis zu RT2 sehr niederohmig sein, damit möglichst nur RT2 an der Ladung beteiligt ist. Beim Entladen schaltet T ein und nur über RT2 wird CT entladen. Der grosse Nachteil dabei ist, dass der notwendig niederohmige RT1 stark belastet wird und die Sättigungsspannung der Kollektor-Emitter-Strecke von T erhöht ist. Keine saubere Lösung.

Jetzt kommt D2 dazu. Mal sehen was dieser Trick bringt. Eigentlich ganz einfach, wenn RT1 = RT2, haben wir eine gewisse Annäherung zu einem zeitsymmetrischen Rechtecksignal. Über RT1 und D wird CT geladen und wenn die Triggerschwelle von KA erreicht ist, schaltet T ein und CT entladet sich über RT2 und T nach GND. Wegen der Durchfluss-Spannung von D ist die Ladezeit etwas länger als die Entladezeit. Das lässt sich durch Anpassung von RT1 oder RT2 kompensieren. Allerdings verschlechtert diese Diode D signifikant die auch noch gute Temperaturstabilität des NE555, die mit 150ppm/K gerade halb so gut ist, wie die des LMC555. Man erkennt es, vor allem wenn es um Vorteile der Präzision, Stabilität und Einfachheit geht, bleibt auch hier die CMOS-Variante des 555er, der LMC555, der klare Sieger!



LMC555 steuert SC-Filter

Zum Schluss noch etwas Spezielles. Es zeigt an einem Beispiel wozu man den LMC555 als Präzisionstaktgeber einsetzen kann. Er kommt zum Einsatz in einem medizinischen Forschungsgerät zum intramuskulären Messen und Aufzeichnen von EMG-Signalen. Vorgestellt wird hier in groben Zügen ein Blockschaltbild des Filterteils.

Weiter oben zu Teilbild 5.1 wird erklärt, dass es wegen der Frequenzstabilität ratsam ist, Ua (Pin 3) nicht für eine weitere Schaltung, die vom LMC555 gesteuert wird, zu benutzen. Es empfiehlt sich den nicht benutzten IC-internen MOSFET T. Wenn die Taktfrequenz sehr hoch sein muss und man will keineswegs die hohe Präzision des LMC555 einbüssen und man benötigt kein Tastverhältnis von 0.5 (50%), eignet sich für den LMC555 auch die Schaltung von Teilbild 5.2, jedoch - ganz wichtig - ohne Diode D. Diese Schaltung mit dem LMC555 dient als Taktgenerator zum Takten eines Switched-Capacitor-Filter (SC-Filter) in 8-kanaliger Ausführung in einem Messgerät das ich vor vielen Jahren zur Messung von elektromyographischer Signalen entwickelt und gebaut habe und auch noch heute regelmässig im Einsatz ist. Es wird hauptsächlich für die schwierige intramuskuläre Messung, mittels beinahe haarfeiner Drähte im Muskwelgewebe, angewendet. Bild 6 zeigt das Schaltungsprinzip des Teiles des Antialiasing-Tiefpassfilters in SC-Technologie, getaktet mit drei LMC555-Taktgeneratoren:

Ausser der Schaltung des LMC555-Taktgenerators, ist der gesamte Inhalt nur als Blockschaltbild dargestellt und in kurzen Zügen erklärt, weil es sonst den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen würde. Die zentrale Figur dieser "Szene" ist der LMC555!

Zur Anpassung an die Spannungswerte des bereits vorverstärkten EMG-Signals folgt ein weiterer Verstärker (A) dessen Verstärkung in Stufen mittels eines Drehschalters einstellbar ist. Danach folgt das Antialiasing-Tiefpassfiltersystem, bestehend aus einem steilen SC-Tiefpassfilter (D) im Bereich der Grenzfrequenz und den vor- (B1 bis B3) und nachgeschalteten (E1 bis E3) umschaltbaren einfachen aktiven Analog-Tiefpassfiltern. Diese sind nötig, weil ein SC-Tiefpassfilter selbst ein abgetastetes System ist und Aliaseffekte erzeugt. Das alles ist relativ leicht verständlich im soeben erwähnten Link beschrieben. Siehe dort das Kapitel "Das SC-Tiefpassfilter mit analogem Vor- und Nachtiefpassfilter". Wieder zurück in Bild 6: Nach dieser Filterprozedur führt das EMG-Signal über ein aktives 50Hz-Sperrfilter zur Unterdrückung von allfälligen 50Hz-Netzfrequenzanteile und einem aktiven Hochpassfilter höherer Ordnung - auf dessen Zweck hier nicht eingegangen werden kann - zur AD-Wandlerkarte des Computersystems zur Aufzeichnung des EMG-Signals.

Wir kommen jetzt zu den drei LMC555-Generatoren. Der eine erzeugt eine Taktfrequenz von 30 kHz. Diese Frequenz erzeugt im SC-Tiefpassfilter die Grenzfrequenz von 300 Hz. Dies genügt zur Messung von EMG-Signalen, die mittels Oberflächenelektroden auf der Haut erfasst werden. Hier interessiert nur der Pegel und die Pegeländerungen, jedoch nicht die Wiedergabe von Aktionspotenzialen. Dazu benötigt man eine höhere Frequenz-Bandbreite mit der Einstellung der Grenzfrequenz des SC-Tiefpassfilter auf 3 kHz oder 6 kHz. Dazu dienen die beiden andern LMC555 mit den Taktfrequenzen von 300 kHz und 600 kHz. Die Schaltung des LMC555 mit 600 kHz ist in Bild 6 rechts im punktierten Kasten wiedergegeben. Das 20-gängige Trimmpotmeter, mit hoher mechanischen Stabilität, dient dem genauen Abgleich der Grenzfrequenz des SC-Tiefpassfilters. Das ist absolut nötig, weil das Verhältnis zwischen Taktfrequenz und Grenzfrequenz nicht exakt 100 beträgt. Eine Schaltung mit einem Quarzgenerator und einem PLL wäre dafür viel zu aufwändig! Schalter S1 dient zum Umschalten der drei diskreten Grenzfrequenzen von 300 Hz, 3 kHz und 6 kHz. Die Frequenzen in Klammern sind die dazugehörigen AD-Wandler-Abtastfrequenzen. S1 wählt mit dem elektronischen Multiplexer MUX1 die Taktfrequenzen der einzelnen LMC555 zum SC-Tiefpassfilter und S1 schaltet über die Analog-Schalter C1 bis C3 und F1 bis F3 die entsprechenden aktiven analogen Tiefpassfilter ein. Schalter S2 und Multiplexer MUX2 deuten die weiteren Kanäle an.





Thomas Schaerer, 20.01.2009 ; 09.02.2009 ; 17.08.2012











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          NE555 als monostabile Kippstufe / Monoflop  (MMV)

Monostabile Kippstufe

Beschreibung der Schaltung

Die dargestellte Schaltung ist die Grundschaltung des Timer NE555 als monostabile Kippstufe, auch Monoflop genannt. Der Name kommt daher, weil diese Kippstufe nur einmal einen Impuls am Ausgang (A) abgibt, wenn ein Impuls von etwa 0 V am Eingang (E) anliegt. Dieser Triggerimpuls muss kleiner als 1/3 von VCC sein.
Die Bauteile R1 und C1 sind für die Funktionsweise dieser Schaltung verantwortlich. Die Dauer des Ausgangsimpulses wird durch die Bauteile R1 und C1 vorgegeben. Der Widerstand R2 ist ein Pullup-Widerstand, der den Eingang der Schaltung auf einen festen Pegel (+VCC) legt. Der Kondensator C2 sorgt dafür, dass die Schaltung nicht schwingt.
In der dargestellten Schaltung wurde auf einen Stützkondensator für die Versorgungsspannung direkt am Timer verzichtet. In einer aufgebauten Schaltung sollte er berücksichtigt werden. 100 nF sollten es schon sein. Ein einfacher Wickelkondensator reicht aus.

Funktionsbeschreibung

Spannungsverlauf
Im Ruhezustand der Schaltung, Trigger (Pin 2) > 2/3 von VCC, ist der Kondensator C1 entladen. Der Discharge-Ausgang (Pin 7) schaltet ihn auf 0 V (GND). Man könnte auch sagen, "schließt ihn kurz". Erfolgt ein Impuls von 0 V am Steuereingang (Pin 2), dann wird das interne RS-Flip-Flop gesetzt. Der Discharge-Ausgang (Pin 7) wechselt auf VCC. Über den Widerstand R1 wird der Kondensator C1 aufgeladen, bis er 2/3 von VCC erreicht hat. Dann kippt die Schaltung in den Ursprungszustand zurück.

Im weiteren Betrieb wird der Discharge-Ausgang (Pin 7) wegen des nicht vorhandenen Kollektorwiderstands (siehe Innenschaltung NE555) extrem hochohmig. Über den Widerstand R1 wird der Kondensator C1 aufgeladen, bis er 2/3 von VCC erreicht hat. Dann schaltet der Discharge-Ausgang (Pin 7) wieder auf 0 V (GND). Der Kondensator C1 wird aufgrund eines fehlenden strombegrenzenden Widerstandes kurzgeschlossen und entlädt sich daher schlagartig. Es gibt also keine Entladekurve. Die Schaltung kippt in den Ursprungszustand zurück.
Um die Wirkung dieser Schaltung zu verstehen, muss man nur im Diagramm die Signale von E (oben) und A (unten) miteinander vergleichen.

Beispiel für eine Bauteilliste

Zeichen Bauteil Wert / Typ
R1 Widerstand 68 kOhm
R1 (Alternative) Potentiometer 50/100 kOhm
R2 Widerstand 10 kOhm
C1 Kondensator 10 µF
C2 Kondensator 10 nF

Berechnung der Impulsdauer

Formel zur Berechnung der Impulsdauer
Die Dauer des Ausgangsimpulses ti wird durch die Bauteile R1 und C1 vorgegeben. Im Diagramm oben wird deutlich, an welchen Stellen in der Schaltung und welche Zustände innerhalb des NE555 auf die Ladezeit des Kondensators einen Einfluss haben.
Möchte man die Impulsdauer ti einstellen, dann setzt man für denWiderstand R1 ein Potentiometer ein. Bei den hier angegebenen Beispielswerten eignet sich ein Poti von 50 kOhm oder 100 kOhm am besten.

Berechnung

R1 (Ohm)
C1 (µF)

Ergebnis

Impulsdauer (s)

Welche Bedeutung hat die Konstante 1,1 in der Formel für die Berechnung der Impulsdauer?

Der Ladevorgang von C1 beginnt mit dem GND-Pegel (0 V) und endet mit der oberen Triggerschwelle (Threshold voltage). Diese relative Spannung hat einen Wert von 2/3 von VCC bzw. 67% von VCC (0,67 * VCC).
Die Triggerspannung (67% von VCC) ist größer als die Spannung aus der RT/CT-Zeitkontante (RT * CT) von 63% (0,63 * VCC). Deshalb muss die RT/CT-Zeitkonstante mit einem Faktor von 1,1 multipliziert werden. Doch wegen der Ungenauigkeit der oberen Triggerspannung (gegeben durch die Toleranzen der IC-internen Widerstände) gibt es eine Timing-Ungenauigkeit von ±10 Prozent. Das bedeutet, dass der reale Faktor nicht 1,1 ist. Er kann wegen Exemplarstreuung zwischen 1,0 und 1,2 variieren.
Weil der Faktor zwischen 1,0 und 1,2 liegen kann, nimmt man den Mittelwert von 1,1 und ignoriert die Toleranz bei den weiteren Berechnungen.
Detailliertere Informationen sind unter Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren (Timer 555) zu finden.

Anwendung der monostabilen Kippstufe

Die monostabile Kippstufe eignet sich dafür, um einen kurzen Impuls zu verlängern und auf eine Impulsdauer festzulegen. Aus einem variablen Eingangsimpuls am Eingang wird ein definierter Impuls am Ausgang.

Anwendung: Lange Leitung

Wenn der Eingang (E) mit einer langen Leitung beschaltet ist, dann kommt es vor, dass die monostabile Kippstufe immer wieder auslöst, obwohl kein Impuls anliegt. Das Problem ist die lange Leitung. Dabei werden Schaltflanken von Bauelementen in der Nähe der Leitung immer wieder eingekoppelt. Ein Kondensator mit 100 nF zwischen Eingang und GND (wirksam als Tiefpass) beseitigt dieses Problem.

Retriggerbares Monoflop

Bei einer normalen Monostabilen Kippstufe wird in jedem Fall ein Ausgangsimpuls erzeugt, wenn ein Signal (Triggersignal) am Steuereingang (Triggereingang) anliegt. Doch manchmal möchte man, dass am Ausgang das Signal noch eine Zeit lang anliegt. Das bedeutet, dass erst dann der letzte Zyklus am Ausgang gestartet werden soll, wenn der Eingangsimpuls nicht mehr vorhanden ist. Rein technisch gesehen wäre das eine Nachlaufsteuerung.
Dazu wird zwischen Pin 6 bzw. 7 und Pin 2 eine Standard-Diode eingebaut (Kathode an Pin 2). Sie zieht Pin 6 und 7 auf GND, solange ein Signal am Eingang anliegt.
Im Gegensatz zum normalen Monoflop wird bei einem retriggerbaren Monoflop mit jedem Triggerimpuls innerhalb der Impulsdauer die Ausgangsimpulsdauer (nicht der Ausgangsimpuls) erneut gestartet und so der Ausgangsimpuls verlängert.













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NE555 als astabile Kippstufe / astabiler Multivibrator  (AMV)

Astabile Kippstufe

Beschreibung der Schaltung

Die astabile Kippstufe oder der astabile Multivibrator ist eine selbstätige Schaltung, die sofort nach dem Einschalten der Versorgungsspannung arbeitet. Diese Schaltung erzeugt in Abhängigkeit der Widerstände R1 und R2, sowie dem Kondensator C1 ein fortlaufendes Rechtecksignal. Die astabile Kippstufe ist die häufigste Anwendung des Timer NE555. Meist geht es darum eine LED zum Blinken zu bringen oder eine taktabhängige digitale Schaltung mit einem Taktsignal zu versorgen.
Im wesentlichen sind die Bauteile R1, R2 und C1 für die Funktionsweise dieser Schaltung verantwortlich. Der Kondensator C2 sorgt dafür, dass die Schaltung nicht schwingt. Die Halbleiterdiode D ist optional und sorgt dafür, dass ein Impuls-Pausen-Verhältnis von 1:1 einstellbar ist.
In der dargestellten Schaltung wurde auf einen Stützkondensator für die Versorgungsspannung direkt am Timer verzichtet. In einer aufgebauten Schaltung sollte er berücksichtigt werden. 100 nF sollten es schon sein. Ein einfacher Wickelkondensator reicht aus.

Funktionsbeschreibung

Spannungsverlauf am Punkt zwischen Widerstand und Kondensator
Im Einschaltmoment ist der Kondensator C1 entladen. Dadurch liegt der Trigger-Eingang des NE555 (Pin 2) auf GND. Der erste Taktimpuls wird gestartet. Der Kondensator C1 beginnt sich über die Widerstände R1 und R2 aufzuladen. Sobald am Kondensator C1 2/3 von +VCC anliegt, wird das interne RS-Flip-Flop zurückgesetzt. Die Schaltschwelle des internen Komparators am Rücksetzeingang des internen Flip-Flops ist durch den dreiteiligen Spannungsteiler so festgelegt, dass der Komparator nach 0,69 τ (tau) umschaltet. Der Taktimpuls am Ausgang (Pin 3) fällt ab. Der Discharge-Ausgang (Pin 7) wechselt auf GND. Der Kondensator C1 entlädt sich über den Widerstand R2 und den Discharge-Ausgang (Pin 7). Wenn am Kondensator C1 eine Spannung von 1/3 +VCC anliegt, dann beginnt der Taktzyklus von vorne.

Impulsdauer und Impulspause im Verhältnis 1:1 (50%:50%)

Da der Widerstand R2 sowohl auf die Impulsdauer und die Impulspause und der Widerstand R1 nur auf die Impulsdauer Einfluss hat, ist es nicht möglich ein Impuls-Pausenverhältnis von 1:1 bzw. 50%:50% einzustellen. Mit einer zusätzlichen Halbleiterdiode D parallel zum Widerstand R2 lässt sich dieses Tastverhältnis einstellen, wenn R1 = R2 ist.
Die Diode sorgt dafür, dass im Ladezustand des Kondensators C1 der Strom über die Diode fließt. Sie überbrückt den Widerstand R2. Beim Entladen des Kondensators C1 ist die Diode in Sperrrichtung geschaltet. Über sie kann kein Strom fließen. Der Entladestrom muss über den Widerstand R2 zum Discharge-Ausgang (Pin 7) abfließen.

Beispiel für eine Bauteilliste

Zeichen Bauteil Wert / Typ
R1 Widerstand 100 kOhm
R2 Widerstand 68 Ohm
C1 Kondensator 4,7 µF
C2 Kondensator 10 nF
D Halbleiterdiode 1N4148

R1 sollte nicht kleiner als 10 kOhm sein, sonst fällt am Discharge (Pin 7) zuviel Spannung abfällt, was zu einem temperaturabhängigen Fehler führt.

Dimensionierung

Um die Impulsdauer und die Impulspause einstellen zu können, werden gerne Potis verwendet. Damit man an den Timer-Eingängen keinen Kurzschluss verursacht, sollte man immer einen 1 kOhm Widerstand in Reihe zum Poti schalten.
Vorsicht, bei einem zu hochohmigen Widerstand. Wird der Ladestrom des Kondensators C1 kleiner als sein Leckstrom, dann funktioniert die Schaltung nicht mehr. Elektrolytkondensatoren haben Leckströme, die temperaturabhängig und güteabhängig sind. Außerdem lassen sie sich auch von der Einlötdauer beeinflussen.

Berechnung der Impulsdauer ti und Pausendauer tp

Formel für Impulsdauer
Formel für Pausendauer
Die Impulsdauer ti entspricht der Ladezeit des Kondensators C1 über die Widerstände R1 und R2. Die Impulspause tp entspricht der Entladezeit des Kondensators C1 über den Widerstand R2.
Aus den Formeln für Impuls- und Pausendauer geht hervor, dass der Impuls immer länger ist als die Pause.
Indem man R1 aber wesentlich kleiner macht als R2, bekommt man fast symmetrische Verhältnisse hin.
Möchte man einen kurzen Impuls und eine lange Pause, dann schaltet man zum Beispiel eine LED (mit Vorwiderstand) nicht von Q nach GND, sondern von +VCC nach Q. Dabei muss man auf die richtige Polung der LED achten.

Berechnung der Periodendauer T

Formel für Periodendauer
Formel für Periodendauer
Die Periodendauer T ist ein Taktzyklus, der mit dem Anstieg des Taktimpulses beginnt und bis zum Anstieg des nächsten Taktimpulses andauert. Die Periodendauer T kann dadurch berechnet werden, indem man die Formeln für Impulsdauer und Impulspause zusammenfasst.

Berechnung der Impulsdauer ti und Pausendauer tp mit Diode

Formel für Impulsdauer
Formel für Pausendauer

Berechnung der Periodendauer T mit Diode

Formel für Periodendauer

Berechnung der Frequenz f

Formel für Frequenz
Formel für Frequenz

Berechnung (ohne Diode)

R1 (Ohm)

R2 (Ohm)
C1 (µF)

Ergebnisse

An-Zeit (s)
Aus-Zeit (s)
Frequenz (Hz)
Zyklus-Zeit (s)
   

Schaltung simulieren

TARGET 3001! Zum Spielen und zum besseren Verstehen steht diese Schaltung zum Download zu Verfügung. Mit der freien Version von TARGET 3001! kannst Du die Schaltung simulieren.
NE555 als astabile Kippstufe mit Diode
NE555 als astabile Kippstufe ohne Diode













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http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/timer555.htm

555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten  mit Berechnungsgrundlagen  und präzisem Abgleich

 

Einleitung

Der "555" ist ein Oldy. Wer kennt die berühmteste Version NE555 nicht? Es gibt sehr viel Literatur und nicht wenige Webseiten zu diesem beliebten, originellen und vielseitigen Timerbaustein. Mit Suchmaschinen wird man schnell fündig. Deshalb werde ich ihn in meinen Elektronik-Minikursen nicht beschreiben und kommt auch nicht zur Anwendung. Da ich stets die moderne CMOS-Version, den LMC555 von National-Semiconductor-Corporation (NSC) und den TLC555 von Texas-Instruments (TI) verwende, werde ich immer nur von diesem 555-Timer-IC schreiben und realisierte Anwendungen veröffentlichen.

Neu mit dem Update vom 08.06.2009 ist das Kapitel "Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren " mit einer genau erklärten Grundlage für die Berechnung der Impulsdauer und einer zusätzlichen Erweiterung für den genauen Abgleich mit Hilfe des Steuereinganges am LMC- bzw. TLC555.

Patrick Schnabel hat sich dem NE555 in seinen Grundlagenkursen gewidmet. Einfach 555 in die Schnellsuch-Funktion eingeben und man wird fündig. Fundamental und passend zu diesem Elektronik-Minikurs empfehle ich von Patrick Schnabel:

Wenn ich den LMC555 und den TLC555 gemeinsam anspreche, wähle ich die Bezeichnung LMC/TLC555. Ich bin schon einmal im Detail auf den LMC/TLC555 eingegangen, jedoch in einer speziellen Anwendung als Schmitt-Trigger und nicht als Timer oder Oszillator. Auch das kann man mit dem LMC/TLC555 anstellen. Wie das geht, zeigt folgender Elektronik-Minikurs, der sich ebenfalls als Grundlage für diesen Kurs und auch sonst für LMC/TLC555-Anwendungen eignet:



Der 555-CMOS-Timer, exakt beschrieben


Fensterkomparator + FlipFlop = Schmitt-Trigger

Die beiden Komparatoren KA und KB und die drei gleich grossen Widerstände R (je 100 k-Ohm) bilden einen Fensterkomparator. Mit KA ist die obere und mit KB die untere Triggerschwelle definiert. Die obere liegt bei 2/3*Ub und die untere bei 1/3*Ub. Die Spannungsdifferenz zwischen der oberen und unteren Triggerschwelle, die sogenannte Hysterese, liegt somit bei 1/3*Ub. Dies ist der relative Fensterspannungungswert. Die obere Triggerschwelle wird ausgelöst, wenn an Pin 6 2/3*Ub überschritten wird. Der Ausgang von KA geht auf LOW und setzt das RS-Flipplfopp FF zurück (/R). Q schaltet, wenn vorher auf HIGH, auf LOW und /Q auf HIGH. Die untere Triggerschwelle wird ausgelöst, wenn an Pin 2 1/3*Ub unterschritten wird. Der Ausgang von KB geht auf LOW und setzt FF (/S). Q schaltet, wenn vorher auf LOW, auf HIGH und /Q auf LOW. So viel zur Erklärung über Fensterkomparator und Flipflop. Beide Einheiten zusammen bilden die Schmitt-Trigger-Funktion.


Auto-Resetschaltung aus R1 und C1, eine Option

Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, sorgt erstmal das RC-Glied R1C1 dafür, dass der LMC/TLC555 definiert zurückgesetzt wird. Dafür hat FF einen zweiten /R-Eingang. C1 wird durch R1 geladen. Die Zeitkonstante muss so gross sein, dass bei voll anliegender Spannung +Ub noch für kurze Zeit ein LOW-Pegel an Pin 4 anliegt. Die Resetspannung ist dabei unabhängig von +Ub auf typisch 0.75 V definiert. Bei schnell ansteigendem +Ub (Trafo, Gleichrichter, Glättung, Regelschaltung) ist eine R1C1-Zeitkonstante von etwa einer Sekunde oder etwas mehr ausreichend. Diode D und R2 dienen der schnellen Entladung, wenn +Ub abgeschaltet wird, was natürlich auch nur dann der Fall ist, wenn +Ub selbst schnell genug sinkt. Dies ist nur dann der Fall, wenn +Ub noch anderweitig genutzt wird, denn der LMC/TLC555 benötigt nur einen Betriebsstrom von typisch 150 bis maximal 400 µA. Im Gegensatz zum NE555 ist der LMC/TLC555 ganz bonders für den Batteriebetrieb geeignet!

Vor allem dann, wenn man noch andere Teile einer Schaltung mit einem Auto-Reset nach Netzunterbruch steuern muss, empfiehlt sich eine integrierte Spannungsüberwachungsschaltung. Dazu eignet sich der traditionsreiche und bewährte TL7702 von Texas-Instruments mit dem man die Reset-Triggerschwelle und die Resetimpulsbreite selbst definieren kann. Mit dieser eleganteren Methode ist es irrelavant, wie weit sich +Ub bei einem Ausfall der Netzspannung reduziert, die Impulsdauer für den Auto-Reset wird alleine durch einen externen Kondensator bestmmt. Erhältlich ist der TL7702 bei Farnell und bei Distrelec (Juni 2009) und das Datenblatt zeigt, wie man ihn beschaltet.

Eine manuelle Reset-Funktion ist ebenfalls in Bild 1 vorgesehen, obwohl dieser für eine Treppenhausbeleuchtung kaum Sinn macht. Man kann diese Timerschaltung jedoch auch für ganz andere Anwendungen einsetzen. Es gibt drei Möglichkeiten für den manuellen Reset: Mit einer Taste, mit einem NPN-Transistor oder mit einem Impuls entladet der LOW-Pegel C1. Damit der Schaltspitzenstrom nicht zu gross wird, ist dieser durch R3 begrenzt. Ein schaltender Transistor oder ein Taster mit sehr feinen Kontakten könnte sonst beschädigt werden.


Die Timerfunktion

Nach dem Einschalten von +Ub und solange OUT auf LOW (GND-Pegel) ist, ist /Q und das Gate des MOSFET-Transistor T auf HIGH. Die Drain-Source-Strecke von T ist niederohmig, also eingeschaltet. Der Timing-Kondensator CT wird im entladenen Zustand festgehalten. Eine fallende Flanke von +Ub nach GND am Trigger-Eingang Pin 2 setzt den Ausgang von KB auf LOW, FF wird gesetzt und OUT geht auf HIGH, auf den Wert von +Ub, falls OUT nur sehr wenig oder unbelastet ist. OUT ist logisch identisch mit Q von FF. Der MOSFET T ist offen und CT ist zur Ladung durch RT freigegeben. CT ladet sich auf bis zur oberen Trigger-Schwellenspannung von 2/3*Ub. Der Ausgang KA geht auf LOW, FF wird zurückgesetzt und OUT geht auf LOW. Die Einschaltdauer (Time) ist damit beendet. Siehe in Bild 1 unten das Diagramm. /Q ist HIGH, T leitet und entladet CT schnell durch den niederohmigen Widerstand der Drain-Source-Strecke von T. Damit ist die Schaltung bereit für die nächste Triggerung an Pin 2.


Grosse Impulsdauer = Grosse Widerstände und grosse Kapazitäten

Sind grosse Einschaltzeiten erwünscht, z.B. im Zehn-Minutenbereich, kann man die Verwendung von Tantal- oder Al-Festkörperelkos kaum vermeiden, weil die Abmessungen für die notwendig grossen Kapazitäten mit Folien- oder Schichtkondensatoren viel zu gross und diese Kondensatoren auch zu teuer würden. Allerdings ist mit Tantal- oder Al-Festkörperelkos die Reproduzierbarkeit von sehr langen Einschaltzeiten, wegen den relativ hohen Leckströmen dieser Kondensatoren, nicht besonders gut. Spielt dies jedoch keine Rolle, kann man dieses RC-Zeitglied mit einem solchen Elko realisieren. Die wesentlich bessere Wahl ist die Verwendung eines Folienkondensators. Es gibt z.B. solche bis zu 10 µF bei Nennspannungen von 63 VDC von REVOX-RIFA und auf der Webseite von Distrelec. Artikelnummer: 821010 (Juni 2009). Die Kapazitätstoleranz beträgt ±10%.

Dieser Kondensator CT hat einen sehr niedrigen Leckstrom. Seine Eigenentladungszeitkonstante ist daher sehr hoch. Dies erlaubt mit einem sehr hochohmigen Widerstand eine sehr hohe Zeitkonstante im unteren 10 Minuten-Bereich. Um mehr zu erfahren, konsultiere man das Datenblatt von CT. CMOS-Eingänge sind, dazu passend, extrem hochohmig und belasten CT nicht nennenswert.

Es ist etwas schwer zu bekommen, aber es gibt Hochohmwiderstände bis weit in den zweistelligen G-Ohmbereich. Wir wollen aber realistisch bleiben und nicht zu hoch hinauswollen, denn man bedenke, wenn der Widerstandswert von RT zu hoch gewählt wird, ist die Schaltung um ihn stark feuchtigkeitsabhängig und die eigene Entladungszeitkonstante von CT verfälscht die dimensionierte signifikant. Betreffs der umgebenden Feuchtigkeit, auch noch so gute Schutzlacke sind auf lange Zeit geringfügig hygroskopisch und dies bedeutet, dass der sehr hohe Widerstandswert und damit auch die Einschaltzeitdauer leicht ungewollt sinkt.

Man sollte RT auf etwa 100 M-Ohm als obersten Grenzwert begrenzen und selbst dann den Print nach dem Löten gut reinigen und mit einem geeigneten Isolierlack schützen. Man bekommt für RT einen passenden Widerstand (SMD) bei Farnell. Artikelnummer: 9236511 (Juni 2009).

Zur Berechnung der Impulsdauer siehe Kapitel "Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren".

Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass es die alternative Methode gibt eine Zählerschaltung mit einem Triggerimpuls zu starten, die danach mit einem vorgebenen Wert mittels Taktimpulse herunterzählt. Während des Herunterzählens auf Null bleibt der Ausgang auf HIGH-Pegel und hält z.B. ein Relais eingeschaltet. Diese Methode hat den Vorteil, man kann den Zähler mit einer Taktfrequenz steuern, die viel höher ist und daher die RC-Zeitkonstante für den Taktgeber viel niedriger dimensioniert werden kann. Dadurch werden C- und R-Werte entsprechend niedrig, elektrisch weniger problematisch und auch preiswerter. Nachteilig ist allerings der grössere Aufwand an Bauteilen.


RT und seine 100 M-Ohm

Hier noch ein Tipp von Oliver Betz. Er machte mich darauf aufmerksam, dass es gut wäre den Knoten von RT/CT und den Eingängen Pin 6 und Pin 7 des LMC555 (siehe Bild 1) nicht auf dem Print zu verlöten, wenn ein langfristiges Einwirken von Feuchtigkeit in den Schutzlack nicht ausgeschlossen werden kann. Man verbindet also die Anschlüsse dieses Knoten in der freien Luft. Allerding muss man auch so darauf achten, dass die Kunststoffflächen zu diesen Anschlüssen, also beim Kondensator CT, Widerstand RT und IC, perfekt sauber sind und bleiben.



Der 18-Minuten-Treppenhausbeleuchtungstimer

Als Krönung soll nun ein Langzeittimer mit dem LMC/TLC555 vorgestellt werden. Grundlage für diese Schaltung ist die Schaltung in Bild 1. Sie ist zentraler Teil dieser Timerschaltung. Das 12-VDC-Netzteil ist selbsterklärend genug. Mehr zu diesem Thema findet man in:

WICHTIG betreffs Ausgangsbelastung: Der Ausgang des LMC555 ist maximal mit 10 mA belastbar, wenn der Strom vom Ausgang des LMC555 über eine Last nach GND fliesst (Stromquelle) und wenn der Strom von +Ub über eine Last in den Ausgang des LMC555 fliesst (Stromsenke), sind es maximal 50 mA. Das sind getestete Werte für den LMC555. Beim TLC555 sind die Werte mit 10 mA (Stromquelle) und 100 mA (Stromsenke) leicht anders. Es gibt irgendwelche "Datenblätter" in denen behauptet wird, dass der Strom in den und aus dem Ausgang des LMC555 und TLC555 100 mA betragen soll und es fällt auf, dass manche Leute das auch tatsächlich denken. Das entspricht aber nicht den Angaben der Hersteller-Datenblätter.

Transistor T ist nötig: Wenn man zur Steuerung eines Relais keinen zusätzlichen Transistor, obwohl sehr preiswert, verwenden will, ist das hier nicht möglich, weil der Strom von 10 mA nicht überschritten werden darf. Der NE555 würde sich sehr gut eignen um auf den zusätzlichen Transistor zu verzichten, aber die Verwendung des Timer-RC-Gliedes mit einer niedrigen Kapazität und einem sehr hochohmigem Widerstand wäre nicht möglich, weil der bipolare Eingang diesbezüglich dem CMOS-Eingang massiv unterlegen ist. Deshalb der Einsatz von T (z.B. BC550). Das in Bild 2 verwendete DIL-Relais REL vermag bei 250VAC bis 6A schalten und seine Spule benötigt bloss 17 mA. Eine Treppenhaus-Glühlampe hat normalerweise eine Leistung von 25 Watt (Stromsparlampen wesentlich weniger!). Der Relaiskontakt vermag mehr als 50 Lampen zu 25 Watt schalten. Die zur Spule parallelgeschaltete Diode D (Freilauf-Diode) schliesst im Ausschaltmoment die Selbstinduktionsspannung der Relaisspule kurz. Ohne diese Diode kann der Transistor T zerstört werden.

Der Trigger-Eingang ist mit dem Pull-Up-Widerstand R1 auf HIGH-Pegel, hier +12VDC, gesetzt. Über praktisch beliebig lange Leitungen können im ganzen Treppenhaus Drucktasten DT1 bis DTn eingesetzt werden. Sehr lange Leitungen können leicht als Antenne wirken und hochfrequente Störsignale aufnehmen. Diese schalten u.U. unwillkommen eine 18-minütige Treppenhausbeleuchtung ein. Dies vermeidet C4, der mit R1 als passives Tiefpassfilter wirkt. Hochfrequente Störimpulse werden auf diese Weise wirksam unterdrückt. Das direkte Kurzschliessen eines auf 12 VDC geladenen Kondensator von 100 nF (C4) mittels Tasten ist unbedenklich, weil die Kurzschlussenergie viel zu niedrig ist, aber trotzdem eine gewisse kontaktreinigende Wirkung gegeben ist.



Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren

Im Datenblatt des bipolaren Timer-IC NE555 liest man zur Berechnung der Impulsdauer T=1.1*RT*CT. Im Datenblatt des CMOS-Timer-IC LMC555 von National-Semiconductor gibt es diese Formel nicht. Dafür hat es in Figure 3 Time-Delay ein Diagramm. Auf der X-Achse ist die Impulsdauer (Time-Delay), auf der Y-Achse die Kapazität (CT) und als Parameter sind die Widerstandswerte (RT) für 1 k-Ohm, 10 k-Ohm, 100 k-Ohm, 1 M-Ohm und 10 M-Ohm eingetragen. Nehmen wir die Werte CT = 1 µF und RT = 1 M-Ohm, erkennt man das Resultat für die Impulsdauer von 1.1 Sekunden. Das sind 10 Prozent mehr als der Wert der RC*CT-Zeitkonstante. In beiden Fällen also, mit der Formel des NE555 und dem Diagramm des LMC555 gibt es einen Faktor von 1.1 der zur RT*CT-Zeitkonstante multipliziert werden muss. Wir stellen uns hier die Frage, warum das so ist und betrachten die ausführliche Skizze in Bild 3:

Die drei IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm teilen die Betriebsspannung Ub in drei gleich grosse Teilspannungen über jedem Widerstand R. Dies erzeugt zwei Triggerspannungen 0.33*Ub und 0.67*Ub. Siehe auch Bild 1. Bevor die Monoflop-Funktion am Trigger-Eingang (Pin 2) gestartet wird, ist das IC-interne RS-Flipflop im Resetzustand, /Q liegt auf HIGH, MOSFET T ist eingeschaltet und deshalb wird CT durch T auf GND kurzgeschlossen. Mit dem Startimpuls am Trigger-Eingang wird das RS-FlipFlop gesetzt, /Q schaltet auf LOW und T öffnet sich. CT wird über RT bis zur oberen Triggerspannung 0.67*Ub geladen. Diese Spannung setzt das RS-FlipFlop zurück und CT wird durch T blitzartig entladen, weil der Drain-Source-Kanal von T sehr niederohmig ist.

Diese Triggerspannung von 0.67*Ub ist grösser als die Spannung aus der RT*CT-Zeitkontante von 0.63*Ub. Die Berechnung für die längere Impulsdauer am Ausgang des LMC555 (gilt auch für den NE555!) erfolgt durch die Gleichung 2 welche aus der Grundgleichung 1 in Bild 3 hervorgeht. Die Berechnung zeigt Gleichung 3. Wie das Resultat mit 1.10866 zeigt, ist es korrekt, dass die RT*CT-Zeitkonstate mit einem Faktor von 1.1 multipliziert werden muss. Wegen der Ungenauigkeit der Threshold-Spannung (obere Triggerspannung), gegeben durch die Toleranzen der IC-internen Widerstände, gibt es eine Timing-Ungenauigkeit von ±10 Prozent. Das bedeutet, dass der reale Faktor nicht 1.1 ist. Er kann zwischen 1.0 und 1.2 variieren (Exemplarstreuung).

Falls dies ein Problem ist, ist es möglich am Steuereingang (Pin 5) mittels Trimmpotmeterschaltung ein Abgleich zu realisieren. Wie das geht, zeigt Bild 4 mit den Teilbildern 4.1 und 4.2:

Ich habe zwei Methoden gefunden, wie man die Impulsdauer symmetrisch zur RT*CT-Zeitkonstante einstellen kann. Beide Methoden sind einfach und mit wenig Aufwand realisierbar. In der Version von Teilbild 4.1 kann man mit dem Trimmpotmeter Px1 den Wert der Impulsdauer zwischen 0.4 bis 1.6*RT*CT einstellen, wobei um den Wert von RT*CT die Einstellempfindlichkeit niedriger ist, so dass die Einstellung von exakt RT*CT leichter ist als in den Grenzbereichen des Trimmpotmeters. Mit einem 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter ist die Justierung besonders genau möglich, falls dies, aus welchem Grund auch immer, wichtig sein soll. Die Methode von Teilbild 4.2 erlaubt nur einen Einstellbereich von etwa 0.9 bis 1.1*RC*TC. Das Problem ist, dass Px1 mit 5 M-Ohm ziemlich hochohmig sein muss. Es funktioniert nicht mit weniger. Die Einstellempfindlichkeit ist niedriger und somit der Abgleich mit einem einfachen Trimmpotmeter leichter. Man kann natürlich auch in der Schaltung von Teilbild 4.1 den Einstellungebereich einschränken, in dem man den Wert von Px1 reduziert und die Teilwerte auf Rx1 summiert und für den Restbetrag zwischen Px1 und GND einen weiteren Widerstand einfügt.

Im Prinzip kann man diese kleinen Schaltungen genau berechnen, aber es geht nur mit der Gleichung von Bild 3 und das ist halt schon etwas umständlich. Wenn einem gleich zwei Widerstandsdekaden

zur Verfügung stehen, kann man es sich mit etwas Spielerei wesentlich leichter machen die passenden Widerstandswerte so herauszufinden. Diesen praktischen Trick empfehle ich dem Anwender dieser Schaltungsteile, falls weitere Anpassungen erwünscht sind. Die oben abgebildete Widerstandsdekade ist preiswert bei ELV erhältlich (Juni 2009). Solche Widerstandsdekaden gehören sowieso zum Arbeitsalltag des Elektronikers. Man braucht so etwas immer wieder. Eine solche Feld-Wald-und-Wiesen-Methode ist neben der Methode die Dinge zu berechnen durchaus auch legitim, wenn man trotzdem genau versteht was man elektrisch, bzw. elektronisch tut.

Auf etwas sehr Wichtiges muss bei diesen Erweiterungsschaltungen noch hingewiesen werden. Wenn man Wert drauf legt, dass der sehr niedrige Temperaturkoeffizienten des LMC555 nicht unnötig verschlechtert wird, sollte man nur Metallfilmwiderstände und hochqualitative Trimmpotmeter (z.B. Cermet) verwenden. Die selben Überlegungen gelten natürlich ebenso für die zeitbestimmenden Komponenten RT und CT, so gut das realistisch überhaupt möglich ist und nicht den Geldbeutel sprengt.



Thomas Schaerer, 12.09.2000 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 10.02.2006 ; 30.11.2008 ; 08.06.2009













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http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/retr555.htm
                        555-CMOS-Monoflop: Re-Triggerbar!


Einleitung


Ich werde von ELKO-Lesern immer wieder angefragt, ob es eine Möglichkeit gibt, das 555-Timer-IC, das man als Monoflop beschalten kann, retriggerbar zu realisieren. Obwohl ich selbst kein Bedarf nach einer retriggerbaren Lösung mit einem 555-Monoflop habe, da es dafür andere ICs gibt, habe ich im Jahre 2001 über den Wunsch der ELKO-Leser nachgedacht, eine Schaltung entworfen, damit experimentiert und das Resultat in diesen Elektronik-Minikurs gepackt. Aber beginnen wir ganz von vorne. Für den Anfänger der nicht weiss was retriggerbar heisst, hier zunächst eine kurze Einführung:

Ein "normales" Monoflop wird durch eine steigende oder fallende Flanke eines Eingangsimpulses gestartet. Getriggert, wie man sagt. Damit wird am Ausgang des Monoflop ein Impuls mit einer bestimmten Dauer erzeugt. Diese Impulsdauer ist durch eine RC-Zeitkonstante definiert. Während dieser Zeit wird C durch R bis zu einem bestimmten Spannungswert geladen und dann mit dem Impulsende sofort entladen. Erzeugt man weitere Triggerimpulse am Eingang des Monoflops während der Dauer des Ausgangsimpulses, so haben diese Impulse keinen Einfluss auf die Dauer des Ausgangsimpulses. Ein solches Monflop ist nicht retriggerbar. Ein 555-Timer-IC, wenn als Monoflop beschaltet, ob in der CMOS- oder in der bipolaren Version, arbeitet als solches.

Im Gegensatz dazu wird bei einem retriggerbaren Monoflop mit jedem weiteren Triggerimpuls am Eingang die Ausgangsimpulsdauer erneut gestartet, das heisst C wird stets entladen und die Ladung beginnt von Neuem. Wenn die Periode der Triggerimpulse kürzer ist als die Ausgangsimpulsdauer, bleibt der Ausgang im aktiven Zustand.

Von diesen retriggerbaren Monoflops gibt es einige Exemplare: CD4538 (MC14538), 74HC123 (CMOS-Version des TTL-Oldy 74LS123), 74HC423, 74HC4538.

Aus einem nicht retriggerbaren Monoflop ein retriggerbares zu machen ist weit aufwendiger als umgekehrt. Dazu braucht es bloss ein Logikgatter mit zwei Eingängen vor dem Triggereingang. Der eine Eingang dient als eigentlicher Triggereingang und der andere erhält das Logiksignal vom Ausgang des Monoflops. Dieses Logiksignal sperrt während der Dauer des Ausgangsimpulses weitere Triggerimuplse am Eingang. Das Logikgatter dient dem Sperren und Öffnen des Triggereinganges. Wenn das retriggerbare Monoflop bereits ein solches Gatter enthält, ist es besonders einfach aus einem retriggerbaren ein nicht retriggerbares Monoflop zu modifizieren. Diese Modifikation besteht bloss aus einer einzigen Verbindung. Wie dies gemacht wird zeigt das Datenblatt zum Dual-Precision-Monostable:CD4538B in Typical-Applications in Figure 4.

Gibt es einen systemischen Ansatz dafür, dass es einfacher ist ein retriggerbares Monoflop in ein nicht retriggerbares zu verwandeln als umgekehrt? Ich denke ja, weil ein retriggerbares Monoflop komplexer ist als ein nicht retriggerbares. Etwas Komplexes in etwas weniger Komplexes umzusetzen ist einfacher. Man reduziert die Ordnung eines Systems.

Darum ist es auch nicht ganz so einfach aus dem 555-Timer-IC ein retriggerbares Monoflop zu machen. Allerdings kann man es sich sehr einfach machen, aber das geht kaum ohne (faulen) Kompromisse. Dazu weiter unten im Kapitel "Einfacher ist nicht immer besser...".



Retriggerbares Monoflop mit LMC555 und TLC555

Wir benutzen hier die CMOS-Version des 555-Timerbausteins. Es ist die selbe Grundschaltung wie diejenige im Elektronik-Minikurs 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten in Bild 1. Welchen Zweck die Autoresetschaltung mit den Bauteilen R1, R2, C1 und D erfüllt, ist dort bereits mit einder zusätzlichen manuellen Resetfunktion per Taste und die grundsätzliche Funktion der Monoflopschaltung erklärt. Darauf werde ich jedoch hier eingehen, weil diese Funktion durch die Retriggerfunktion erweitert ist und beides zusammengehört. Die Schreibweise für die CMOS-Version des 555-Timer-IC mit LMC/TLC555 ist ebenfalls im erwähnten Elektronik-Minikurs erklärt. Es geht darum, dass es zwei praktisch identische ICs, nämlich den LMC555 und den TLC555, gibt. Deshalb liest man ab hier stets LMC/TLC555.

Durch Betätigung der Drucktaste RST (Start/Restart) wird am Eingang IN der HIGH-Pegel (+Ub), der durch den Pullup-Widerstand R3 erzeugt wird, auf LOW (GND) gesetzt. Die Zeitkonstante R4*C2 differenziert die fallende Flanke durch den Tastendruck zu einem kurzen LOW-Impuls. Symbol siehe auf der Leitung zu Pin 2 des LMC/TLC555, wo ~10ms auf dem HIGH-Pegel des Impulses steht. Die Zeitkonstante beträgt 10 ms. Die steil fallende Flanke dieses Impulses startet am Triggereingang Pin 2 des LMC/TLC555 den Monoflop-Ausgangsimpuls, OUT schaltet auf HIGH, dessen Impulsdauer durch die Zeitkonstanten RT*CT plus R4*C2 bestimmt wird. Die Ladung von CT durch RT beginnt erst am Ende des Eingangstriggerimpulses, weil während der Dauer dieses Impulses die Ladung von CT verhindert wird und der (fast) vollständigen Entladung dient. Wenn die CT-Spannung an Pin 6 und Pin 7 den Referenzspannungswert am nichtinvertierenden Eingang von KA überschreitet, kippt dieser Komparator und sein LOW-Pegel setzt das zuvor gesetzte RS-Flipflop FF zurück. OUT schaltet zurück auf LOW. /Q geht auf HIGH, MOSFET T leitet und entladet CT sehr schnell über seinen niederohmigen Innenwiderstand.

Begriff: LOW-Impuls bedeutet, dass der Ruhezustand auf dem HIGH-Pegel (+Ub) und die kurzzeitige Impulsspannung auf dem LOW-Pegel (GND) liegt.

Wird während der Dauer des Ausgangsimpulses OUT an Pin 3 Taste RST erneut betätigt, hat der kurze LOW-Impuls keinen Einfluss auf den Triggereingang Pin 2. Der selbe Impuls steuert auch den NPN-Transistor T1 und öffnet ihn während dieser kurzen Impulsdauer von etwa 10 ms. Dadurch fliesst ein ebenso kurzeitiger Strom von +Ub über R8 in die Basis von T2. T2 schliesst und entladet CT sehr schnell über R9. Danach beginnt die Ladung von CT durch RT von Neuem. Dies ist die Retriggerfunktion. Im Prinzip sehr einfach. Wir betrachten jetzt noch das dazughörige Impulsdiagramm:

Der Monoflopimpuls an OUT beginnt mit einem ersten Triggerimpuls, ausgelöst durch seine fallende Flanke. Man schaue genau hin. Die Ladung von CT beginnt erst mit dem Ende des Triggerimpulses. Da der Eingangstriggerimpuls jedoch um Grösserordnungen kürzer ist als der Monoflopimpuls an OUT, kann man die Dauer des Triggerimpulses in der Praxis vernachlässigen. In der Skizze in Bild 2 ist der Triggerimpuls im Verhältnis zum Monoflopimpuls zu breit abgebildet.

Wir warten bis der Impuls an OUT beendet ist. Das Ende ist erreicht, wenn an CT die Spannung 2/3*Ub extrem knapp überschritten wird. Die Ladespannung an CT bricht schnell zusammen. Danach folgt ein nächster Triggerimpuls, wenn RST erneut gedrückt wird und das Monoflop erneut startet. Danach folgen innerhalb der Monoflop-Impulsdauer drei weitere Triggerimpulse. Dabei wird jedesmal CT schnell entladen und die Ladung beginnt stets nach Ende des Triggerimpulses von Neuem. Durch diese Retriggerimpulse wird die Monoflop-Impulsdauer an OUT verlängert.



Dimensionierungskriterien


Man beachte zu diesem Kapitel erneut Bild 1.
Bild 1 öffnet durch Klick auf die linke Maustaste in einem zusätzlichen Fenster.


Die Kondensatoren CT und C2

Wie bereits angedeutet, hat der IC-interne MOSFET T zur Entladung von CT einen niedrigen Innenwiderstand. Dieser ist allerdings auch abhängig von der Betriebsspannung des IC. Bei der Verwendung von hohen CT-Kapazitäten wirkt sich die Entladezeitkonstante dann spürbar aus, wenn nach Impulsende, das Monoflop unmittelbar erneut getriggert wird. Dann hat CT wegen zu kurzer Entladedauer eine Restspannung welche die folgende Monoflopimpulsdauer leicht reduziert.

Die Entladezeitkonstante bei einer CT-Kapazität von 1000 µF (dies ist natürlich ein Elko) und einem MOSFET-Innenwiderstand von z.B. 30 Ohm beträgt 30 ms. Bis zur praktisch vollständigen Entladung sind dies mehr als 200 ms. Eine zu unvollständige Entladung von CT kann die Impulsdauer nach der Triggerung erheblich reduzieren. In diesem Fall wäre es also besser für CT maximal nur 100 µF (Tantal-Elko) zu wählen und RT um einen Faktor 10 zu erhöhen. Damit reduziert sich die Entladezeitkonstante auf 3 ms. Allerdings müssen wir das auch nicht auf die Spitze treiben, denn die Praxis sieht in der Regel nicht so aus, dass bei einem Langzeit-Timer (z.B. Treppenhausbeleuchtung) das Monoflop bereits 200 ms nach Impulsende durch Tastendruck erneut getriggert wird. Alleine die menschliche Wahrnehmungsverzögerung dauert etwa eine halbe Sekunde und bis der Finger zur Taste im Dunklen greift, dauert es mindesten noch einmal so lang oder länger.

Das Problem liegt eher bei der Retriggerung. Da wird der Transistor T2, welcher CT entlädt, nicht dauernd eingeschaltet, denn man will ja gerade mit der eingangsseitigen R4*C2-Differenzierung erreichen, dass die OUT-Impulsdauer nicht von der Dauer des RST-Tastendrucks abhängig ist. Bei der vorliegenden Dimensionierung von R4 und C2 sind das gerade 10 ms. Damit wird CT bei einem Wert von 100 µF beinahe vollständig entladen. Der Entladewiderstand mit R9 = 33 Ohm erzeugt mit CT = 100 µF eine Entladezeitkonstante von 3.3 ms. Es ist tatsächlich etwas mehr, weil T2 arbeitet nicht als idealer Schalter. Will man einen Langzeittimer mit sehr grossen Zeiten realisieren, benötigt man auch grosse CT-Werte, wobei diese zwangsläufig auch Elkos, vorzugsweise Tantal-Elkos, sein können. Dann muss der Retriggerimpuls so lange sein, dass CT möglichst vollständig entladen wird, weil sonst, nach der Retriggerung, die neu gestartete Impulsdauer reduziert ist. Um die Reproduzierbarkeit dieser Monoflopimpulsdauer an OUT zu verbessern, ist es besser, wenn man die Triggerimpulsdauer von 10 auf 20 ms oder mehr verlängert. Dies erreicht man, in dem man C2 von 1 µF auf 2.2 µF erhöht. Dies gilt für eine CT-Kapazität von mehr als 100 µF.

Man sollte alternativ zu C2 R4 eher nicht erhöhen und wenn, dann nur wenig. R4 hat nämlich noch eine andere wichtige Aufgabe. R4 dient als Pullupwiderstand und sorgt einerseits dafür, dass der 555-Triggereingang Pin 2 auf HIGH gesetzt ist. Um den Störsignalabstand möglichst gross zu halten, sollte die Ruhepannung an diesem Eingang wesentlich höher als die Triggerspannung des Komparators KB sein. Am besten so nahe wie möglich bei +Ub. Anderseits sorgen R4, R5 und R6 für einen begrenzten Basisstrom von T1. R4, R5 und R6 wirken mit der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 als Spannungsteiler. Daher ist die HIGH-Ruhespannung am Triggereingang Pin 2 stets etwas niedriger als +Ub. Bei +Ub = 5 VDC sind es 4.6 VDC, bei +Ub = 12VDC sind es 10.9 VDC. R3 dient einzig dem Zweck, dass C2 nach dem Tastendruck wieder entladen wird. C2 entladet sich durch R3 und R4. Um diese Entladungszeitkonstante zu verringern kann man R3 auch niederrohmiger wählen und man schaltet parallel zu R4 eine Si-Diode D. Kathode nach +Ub, denn sie muss sperren, wenn sie gerade nicht der Entladung von C2 dient. Wenn C2 nach Tastendruck durch RST entladen wird, geschieht dies dann zur Hauptsache über diese Diode und R3. Die Diode 1N914 ist gestrichelt angedeutet.

  • Für diejenigen, die es genauer wissen wollen: Nach dem C2 durch Tastendruck auf RST voll auf +Ub geladen ist, hat die Entladezeitkonstante den Wert von C2*R3. Der Innenwiderstand der für diese Entladung an R4 parallelgeschalteten Diode D ist vernachlässigbar niedrig bis die Spannung über C2 den Wert der Diodenschwellenspannung von etwa 0.65 VDC zu unterschreiten beginnt. Bei der weiteren Entladung von C2 beginnt die Diode zu sperren und die weitere Entladung erfolgt nur noch über R3 und R4. Weil R3 und R4 gleich gross gewählt sind, verdoppelt sich dann die Entladezeitkonstante. Dies gilt jedoch erst für die Entladung der restlichen 0.65 VDC. Für die Praxis ist diese Überlegung bedeutungslos.


Störunempfindlich gemacht

Für diese Störfreiheit sorgt das passive Tiefpassfilter aus R5 und C3. Angenommen die Taste ist von der Schaltung durch eine lange Leitung weit entfernt, dann wirkt diese als Antenne. Ohne dieses Filter gelangen Störimpulse von ihr direkt in den Triggereingang Pin 2 und sie triggern das Monoflop. Eine Störimpulsdauer von etwa 100 ns genügt bei ausreichender Amplitude um die Triggerung auszulösen. Die R5*C3-Zeitkonstante von 10 µs unterdrückt solch kurzzeitige Störimpulse wirksam.

Einfacher Störtest: Es gibt einen preiswerten, einfachen, praktischen und wirksamen Trick um dies zu demonstrieren. Es eignen sich dazu Piezogasanzünder. Diese erzeugen Funken mit Spannungsimpulsen von etwa 3000 V. Am "heissen" Anschluss des Zünders befestigt man einen etwa 5cm langen isolierten Draht. Nun führt man den Zünder mit diesem Draht in die Nähe der Eingangsschaltung bei der sich R3, C2, R4 und R5 befinden. C3 fehlt vorläufig. Nun drückt man auf den Knopf des Zünders und man erkennt an OUT, dass die Triggerung ausgelöst wird. Nun setzt man C3 ein und man stellt fest, dass der Piezogasanzünder keine Störwirkung mehr hat. Dies ist eine einfache, praktische und wirksame Feld-Wald-und-Wiesen-Testmethode. Die selbe einfache Piezo-Störtestmethode kommt im Kapitel "Trivialer Störtest mit Ministörsender" hier zum Einsatz.



Die (Re-)Triggerfunktion: Viele Wege führen nach Rom...

Alternative Lösung mit zwei Lowpower-MOSFETs

Hier eine alternative Lösung mit zwei MOSFETs, welche ebenso leicht erhältlich sind, jedoch etwas mehr kosten als die bipolaren Transistoren in Bild 1. Das Funktionsprinzip entspricht dem von Bild 1. Der wesentliche Unterschied besteht darin, dass anstelle eines Basisstromes eine Gatespannung gesteuert wird. Daher ist diese Schaltung etwas hochohmiger mit dem Vorteil ausgelegt, dass man für C2 keinen Elko braucht und R4 verändert werden darf, ohne dass der Ruhe-HIGH-Pegel an Pin 2 des LMC/TLC555 beeinflusst wird. Dadurch kann die Impulsdauer zur Entladung von CT leichter für bestmögliche Entladung angepasst werden.

R7, welcher der schnellen Entladung von CT (Bild 1) dient, kann kleiner gewählt werden als R9 in Bild 1, weil der BS170 belastbarer ist als der BC550. Der zulässige Dauerstrom des BS170 beträgt 0.5 A. Angenommen man wählt für R7 10 Ohm und man rechnet für R_ds_on des BS170 mit typisch 2 Ohm (Gatespannung = min. 6V), dann erzeugt die Entladung von CT bei einer Ladespannung von 12 V ein Spitzenstrom von 1A. Der mittlere Wert ist natürlich wesentlich kleiner und die Entladezeitkonstante beträgt bei CT = 1000 µF nur 12 ms. Die Energie- und Wärmeerzeugung bei so einem Einzelimpuls ist sehr gering. Es besteht daher keine Gefahr für T2 und auch nicht für R7, einem kleinen 1/4-Watt-Widerstand.

Einfacher Entladetest mit Elko und 1/4W-Widerstand: Ein Elko mit 1500 µF auf 60 VDC geladen und dann über einen 1/4-Watt-Widerstand mit 10 Ohm spontan entladen, erzeugt beim Berühren des Widerstandes nur dann eine leicht spürbare Erwärmung, wenn der Vorgang in rascher Folge ein paar Mal hintereinander wiederholt wird.


Alternative Lösung mit Lowpower-MOSFET und Schmitt-Trigger-Inverter

Besonders dann wenn die retriggerbare 555-CMOS-Monoflopschaltung in einer Schaltung untergebracht ist, wo es noch freie NAND-Gatter oder freie Inverter, ebenfalls in CMOS, hat, bietet es sich an, eines dieser Elemente zu verwenden. Hier wird an stelle des ersten MOSFET ein solcher Inverter verwendet. Da die ansteigende Flanke an dessen Eingang etwas langsam erfolgt, sollte es unbedingt ein Schmitt-Trigger-Inverter (oder Schmitt-Trigger-NAND-Gatter) sein. Daher muss man anstelle eines "normalen" Inverter- eben ein Schmitt-Trigger-Inverter-IC einsetzen. Das selbe gilt im Falle von NAND-Gattern.

Ein 74HC04 wird durch ein 74HC14 oder ein 74HC00 wird durch ein 74HC132 getauscht. Man beachte bei diesem Tausch, dass die Propagation-Delaytime bei den Schmitt-Trigger-Versionen etwa 40% grösser ist, falls dies für den Rest der Schaltung zum Problem werden könnte. Diese IC-Tauschaktion käme in einer HCMOS-Schaltung zur Anwendung. Hier gilt in aller Regel eine Betriebsspannung von 5 VDC. Dazu kommt noch, dass es schon ziemlich aufwendig wäre in diesem Fall eine selbstgestrickte retriggerbare CMOS-555-Monoflopschaltung zu realisieren. Dafür eignen sich besser 74HC123 oder 74HC423 mit sehr viel geringerem Aufwand. Auch mit diesen Monoflops kann mittels einfachem passiven RC-Tiefpassfilter eine Entstörung realisiert werden, falls dies nötig sein sollte.

Beim Einsatz der MC14xxx- bzw. CD4xxx-CMOS-Familie muss man wissen, dass man nur den NAND-Gatterbaustein CD4011B mit der Schmitt-Trigger-Version CD4093B direkt tauschen kann. Diese beiden IC sind pinkompatibel. Möchte man jedoch den Inverterbaustein CD4009B oder CD4049B mit der Schmitt-Trigger-Version CD4584B tauschen, geht dies wegen Pininkompatibilität nicht ohne weiteres. Elektronisch gäbe es kaum Probleme, obwohl man auch hier daran denken muss, dass bei der Schmitt-Trigger-Version die Propagation-Delaytime um 20% oder mehr grösser ist.

Die nächste Schaltung in Bild 5 zeigt, wie man mit zwei Schmitt-Trigger-Invertern und einem MOSFET ein retriggerbares Monoflop mit ansteigenden Triggerflanken realisiert:

Wenn die Taste nicht gedrückt ist, liegt der Eingang von IC:A1 auf LOW. Sein Ausgang liegt auf HIGH und ist über das Entstörtiefpassfilter R5*C3 mit dem Triggereingang Pin 2 verbunden. IC:A2 invertiert diesen Pegel und der MOSFET T1 ist durch den LOW-Pegel am Gate-Eingang gesperrt. Bei Tastendruck wird während dem Aufladen von C2 über R4 am Ausgang von IC:A1 ein LOW-Impuls mit einer Dauer von etwa 100 ms erzeugt. Dadurch wird das Monoflop entweder an Pin 2 getriggert oder invertiert mit IC:A2 und MOSFET T1 durch Entladung von CT retriggert. Durch Ändern von C2 oder/und R4 kann man die Dauer des Triggerimpulses beeinflussen.

Die folgende Schaltung in Bild 6 zeigt noch, wie die Schaltung in Bild 5 direkt impulsgesteuert wird:

Einziger Unterschied ist der, dass dieser Schaltung die Tastatursteuerung fehlt. IC:A1 wird direkt von einem Impuls gesteuert, dessen ansteigende Flanke das Monoflop triggert und wiederum die ganze Impulsbreite der Retriggerung dient. Der Impulsbreite t! muss man, wie bereits ausreichend beschrieben, besondere Beachtung schenken. Sie ist massgeblich dafür verantwortlich, dass CT (Bild 1) möglichst vollständig entladen wird.



Einfacher ist nicht immer besser...


Ich erhielt mal eine Leser-EMail. Darin war ein Link, der mir zeigen soll, dass ein retriggerbares Monoflopp mit einem 555-Timer-IC viel einfacher zu realisieren ist, als Bild 1 zeigt. Anstelle von zwei zusätzlichen Transistoren und viel passiven Bauteilen, geht das auch mit viel weniger Aufwand. Diese Schaltung findet man in Doctronics von Educational Publishing for Design & Technology auf der Seite der 555-Timerschaltungen unter 555-Retrigger-Monostable from Doctronics. Beim Betrachten dieser Schaltung fiel mir sogleich auf, dass sie einerseits funktioniert, jedoch nicht hält was sie verspricht. Ein Experiment bestätigte dies. Die Betriebsspannung ist mit +3 VDC bis +15 VDC angegeben. Die Schaltung funktioniert, aber die Präzision leidet erheblich, wenn die Betriebsspannung höher ist als etwa 9 VDC, wobei dieser Wert stark variieren kann, wie wir noch sehen. Im nachfolgenden Bild 7 wird erklärt warum:

Das Problem zeigt sich bei der bipolaren Version NE555 ebenso wie bei der modernen CMOS-Version LMC555 oder TLC555. Aus diesem Grund zeige ich das Problem mit dem LMC/TLC555. Weil für diese CMOS-ICs die Betriebspannung bei +15 VDC Worstcase ist, gilt die empfohlene maximale Betriebsspannung 12 VDC, die im vorliegenden Beispiel zur Anwendung kommt. Der Störeffekt ändert sich dabei nicht. Um diesen Störeffekt signifikanter zu illustrieren, änderte ich den RT- und CT-Wert mit etwa gleich bleibender Zeitkonstante von 10 Sekunden. Im Originalschaltbild beträgt das Rp/RT-Verhältnis 0.1 in Bild 7 ist es 0.026.

Teilbild 7.1 zeigt die Schaltung entsprechend der Schaltung im obigen Link. Beim kurzzeitigen Drücken auf Taste RST (Re-STart) geht OUT auf HIGH und bereits nach 7 Sekunden zurück auf LOW, - und das bei einer Zeitkonstante von 10 s, wobei die Triggerschwelle fast auf dem selben Pegel liegt, wie die Ladung von CT bei der ersten Zeitkonstante. Wenn ich den Transistor T1 entferne, dann stimmt die Impulsdauer mit 11 s. Was läuft da falsch? Das erfahren wir in Teilbild 7.2.

+Ub beträgt +12 VDC. Wir starten mit Drücken und loslassen von RST. CT beginnt beim ersten Start mit 0 V. CT beginnt sich von +Ub durch RT mit dem Strom I1 zu laden. Aber nicht nur, weil ohne T1 beträgt die Spannung zwischen Pin 2 des LMC/TLC555 und dem Knotenpunkt CT-RT die volle Betriebsspannung von 12 V, zu Beginn der Ladung. Diese 12 V besorgt der Pullup-Widerstand Rp. Wenn T1 jedoch in der Schaltung drin ist, begrenzt die Emitter-Basis-Spannung diese Spannung auf theoretisch 5 V. In Wirklichkeit ist mehr. Es zeigten sich beim verwendeten Transistor 9V. Man konsultiere dazu das Datenblatt BC560. Man beachte den Wert unter VEB0. Für den BC557 gilt der selbe Wert. Das ist der sichere Wert der noch erlaubt ist. Misst man diese Emitter-Basis-Schwellenspannung,stellt man fest, dass sie höher liegt. Bei den wenigen Exemplaren des BC560, bei denen ich diese Messung durchgeführt habe, lag der Wert sogar bei etwa 9 V. Das ist etwas schwierig zu definieren, weil trotz starker Nichtlinearität, der Stromanstieg fliessend ist. Ich setze in der Schaltung Teilbild 7.2 den Wert ~9 V für die störende Emitter-Basis-Spannung ein.

Diese störende Emitter-Basis-Spannung hat zur Folge, das anfänglich auch ein Ladestrom von +Ub über Rp, Ube(T1-pnp) zu CT fliesst. Wenn, wie im vorliegenden Beispiel, Rp viel niederohmiger ist als RT, wird die Aufladung von CT signifikant beschleunigt. Wenn CT auf 2 V geladen ist, beträgt an Pin 2 die Spannung erst etwa 11 V. An Rp mit 10 k-Ohm liegt eine Spannung von etwa 1 V und das erzeugt in Richtung CT ein zusätzlicher Ladestrom I2 von momentan etwa 0.1 mA. Im selben Augenblick liegt über RT (390 k-Ohm) eine Spannung von 10 V, die einen CT-Ladestrom I1 von 0.026 mA erzeugt. Der falsche CT-Ladestrom I2 ist kurzzeitig also wesentlich grösser als der richtige I1. Erst dann wenn am Knotenpunkt CT-RT die Spannung einen Wert von fast 3 V überschreitet, sperrt T1 und I2 fliesst nicht mehr. Ab diesem Ladezeitpunkt gilt nur noch die Zeitkonstante RT*CT, wobei dieser Übergang fliessend erfolgt. Dies ist der Grund warum die Impulsdauer von etwa 11 s auf etwa 7 s reduziert wird, wie ich gmessen habe. Wohlverstanden bei +Ub = +12 VDC. Wenn +Ub niedriger ist, ist der Fehler kleiner und bei +Ub = +5 VDC besteht dieses Problem sicher noch nicht. Es besteht auch dann nicht, wenn zwischen dem Knotenpunkt CT-RT und dem Emitter von T1 eine Diode eingebaut ist. Dann kann man problemlos auch 12 VDC (beim NE555 15 VDC) einsetzen. Allerdings verstärkt diese Massnahme einen andern Nachteil. Mahr dazu nachfolgend mit Bild 8.

In Teilbild 8.1 ist die Diode 1N914 (D) in Serie zu T1 geschaltet. So ist es nicht mehr möglich, dass von +Ub über Rp über T1 zu CT ein zusätzlich unerwünschter Ladestrom fliessen kann, weil die zusätzliche Sperrspannung von D bei maximal 100V liegt. Zusätzlich zu D kommt noch ein Schutzwiderstand Rs. Dass man diesen Widerstand in der Schaltung des Doctronics-Links nicht vorgesehen hat, ist nachlässig. Warum? Ohne diesen Schutzwiderstand Rs ist durch das Drücken auf RST der Entlade-Spitzenstrom von CT im ersten Augenblick sehr hoch. Er kann bei hohen CT-Kapazitäten leicht T1 und hier in der verbesserten Schaltung, T1 und D zerstören. Mit Rs = 56 Ohm wird der sehr kurzzeitige Spitzenstrom auf knapp 200 mA begrenzt. Die Entladezeitkonstante CT*Rs beträgt nur gerade 16 ms.

Damit haben wir aber noch immer ein Problem! Worum es geht, zeigt Teilbild 8.2 mit zwei Ersatz-Schaltungen. Linke Schaltung: Beim Drücken von RST wird CT bis zur Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 0.7 V blitzartig entladen. Eine weitere Entladung verlangsamt sich ebenso schlagartig, weil unterhalb dieser Spannung der Innenwiderstand der Basis-Emitter-Diode drastisch ansteigt. Spätestens bei etwa 0.5 V gilt nur noch die extrem langsame Selbstentladung von CT. Rechte Schaltung: Hier veroppeln sich wegen der zusätzlichen Diode D diese Spannungswerte auf 1.4 V bzw. 1V. Eine unsaubere Entladung verschlechtert die Reproduzierbarkeit und dies besonders stark bei niedriger Betriebsspannung. Auch aus dieser Perspektive betrachtet: Dies ist kein sauberes Schaltungsdesign!

Gibt noch weitere Kritikpunkte? Jedenfalls zwei gibt es noch. Die Impulsdauer ist von der Dauer des Drückens von RST abhängig und ohne den Keramik-Kondensator Cki (i = Input) zwischen 10 bis 100 nF parallel zu RST ist die Schaltung sehr störsensitiv. Es braucht sehr wenig um die Monoflop-Funktion auszulösen (triggern), wie z.B. eine elektrostatische Entladung in der Nähe, die leicht durch Personen beim Berühren eines elektrisch leitenden Objektes ausgelöst werden kann. Besonders heikel ist diese Angelegenheit bei langer unabgeschirmter Leitung zwischen der Drucktaste RST und dem Anschluss bei der Schaltung. Abhilfe schafft hier ein Abblockkondensator Cki bei der Schaltung und nicht etwa bei der entfernten Drucktaste RST.

Ist die Schaltung des Doctronics-Links bzw. Teilbild 1 überhaupt brauchbar? Die Radio-Eriwan-Antwort lautet: Im Prinzip ja, wenn auf Grund der vorgesehenen Anwendung die schlechte Reproduzierbarkeit der Impulsdauer, die hohe Störempfindlichkeit, das Risiko der Zerstörung von T1 durch zu hohe Entladungsstromimpulse, und die Einschränkungen bei einer höheren Betriebsspannung als +5 VDC in Kauf genommen werden kann. Will man jedoch das Schlimmste vemeiden, sollte man auf jedenfalls die verbesserte Version in Teilbild 8.1 in Erwägung ziehen. Die Verbesserung betrifft aber nur sicher keine Zerstörung von T1 wegen Rs und keine störende Fehltriggerung durch Cki parallel zu RST. Die Repruzierbarkeit der Impulsdauer bei wiederholter Triggerung (RST) ist aber schlechter als in Teilbild 7.1 wegen der zusätzlichen Diode D. Nur die diesbezügliche Abhängigkeit von der Betriebsspannung oberhalb von +5 VDC gibt es, wegen D1, nicht.

Fazit: Nach all diesen eher faulen Kompromissen empfiehlt es oft halt doch, ein wenig mehr Komponenten in Kauf zu nehmen und die Schaltung in Bild 1 nachzubauen, sofern man denn überhaupt den LMC/TLC555 für die Funktion eines retriggerbaren Monoflops nachbauen will. Die Alternative mit CD4538, äquivalent zu MC14538 ist bereits weiter oben erwähnt...



Schlusswort


Ich weiss es nicht, aber ich vermute, dass kaum einem ähnlich universalen und im Prinzip so einfach realisierten integrierten Baustein soviel Aufmerksamkeit gewidmet wird, wie dem 555-Timer-IC. Dadurch, dass auch noch eine CMOS-Version das Licht der Welt erblickte, wurde er noch universeller, weil er hochohmiger beschaltet werden kann und unter der Kinderkrankheit des bibolaren 555-Oldy nicht leidet. Dieser hat nämlich den Nachteil, dass er im Umschaltmoment der Aussgangsstufe einen hohen Stromstoss in der Speisung verursachte. Dies macht es nötig, dass der bipolare 555, z.B. NE555 von Philips, an den Speiseanschlüssen kapazitiv kräftig abgeblockt werden muss. Ein Elko mit einer Kapazität von mindestens 10 µF parallel zur IC-Speisung und ebenso parallel dazu mit einem zusätzlichen Keramik-Multilayerkondensator mit einer Kapazität von 100 nF sind beim NE555 oder LM555 ein Muss. Weitere Vorteile der CMOS- gegenüber der bipolaren Version, findet man in ausführlicher Form hier.



Thomas Schaerer, 25.02.2001 ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 05.02.2006 ; 01.12.2008 ; 31.07.2011









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http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206241.htm


                      Ausschaltverzögerung mit NE 555

NE555 als Ausschaltverzögerung
Diese Schaltung entspricht einem Relais mit Ausschaltverzögerung. Die Basis dieser Verzögerungsschaltung die Schmitt-Trigger-Funktion.

Funktionsbeschreibung

Die Lampe La1 leuchtet im gezeichneten Ruhezustand (beschlossener Kontakt S1. Beim Öffnen des Kontaktes S1 brennt die Lampe La1 weiter. Jetzt lädt sich der Kondensator C1 auf. Ab einem bestimmten Spannungswert am Kondensator C1 geht die Lampe La1 aus.
Bei einem größeren Kondensator C1 brennt die Lampe entsprechend länger. Sollte sich der Kontakt S1 in einem ungeschützten Bereich befinden, erzeugt der Widerstand R1 eine Strom/Funke, der den Kontakt sauber hält.
Die Pins 5 und 7 des NE555 bleiben unbeschaltet.

Anwendung

Eine mögliche Anwendung der Schaltung ist eine Ausschaltverzögerung der Innenlampe eines Autos. Der Kontakt ist in diesem Fall in der Autotür. Wenn die Autotür geöffnet ist, ist der Türkontakt geschlossen.










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http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206242.htm


NE 555 als Signalgeber

Signalgeberschaltung mit NE 555
Die Grundschaltung ist die astabile Kippstufe. Im Ausgangskreis ist ein Kondensator, ein Widerstand und eine Hupe eingebaut. Die Hupe ist eher ein kleiner Signalgeber, der nur sehr wenig Strom braucht.
An Pin 5 ist über ein Widerstand ein Taster angeschaltet. Er sorgt für den Hupton.







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http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/ast555.htm


       555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator  (mit kapazitiver Sensor-Schaltung)

Einleitung

Die bipolare Version des Timer-IC NE555 oder LM555 ist nicht nur ein Oldie, wie ich ihn im Elektronik-Minikurs 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten bezeichnete. Er ist auch ein Evergreen, denn sonst wäre das Interesse an ihm längst erloschen. Die vielen Webseiten zu seiner Ehre bestätigen dies. In diesem Elektronik-Minikurs soll auf eine weitere besondere Eigenschaft des 555-CMOS-Timer-IC (LMC555 und TLC555) eingegangen werden. Während in 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten der sehr hochohmige CMOS-Eingangswiderstand, besonders beim Treppenhausbeleuchtungstimer, mit einer Abschaltverzögerungszeit von 16 Minuten, im Vordergrund steht, geht es diesmal um eine besonders angenehme Eigenschaft der CMOS-Ausgangsstufe.



Bipolare 555-Endstufe versus CMOS-555-Endstufe

In der linken Bildhälfte sehen wir die typisch bipolare Endstufe eines NE555 oder LM555 und auf der rechten die typische CMOS-Endstufe eines LMC555 oder TLC555. Im weiteren sollen die C-MOS-Versionen des 555 mit LMC/TLC555 benannt werden. Zu verstehen sind dabei die beiden Typen LMC555 von National-Semiconductor-Corporation (NSC) und TLC555 von Texas-Instruments (TI). Mit der Bezeichnung LMC/TLC555 sind auch 555-CMOS-Produkte anderer Hersteller, wie z.B. von EXAR, berücksichtigt.

Betrachten wir zuerst die bipolare Endstufe. Hier fällt einem sogleich auf, dass die Ausgangsspannung an OUT niemals Rail-to-Rail sein kann. Für den Elektronikanfänger: Rail-to-Rail bedeutet, dass die Ausgangsspannung den Wert von +Ub und GND, oder ±Ub bei symmetrischer Speisung, annehmen kann. Während dies bei der CMOS-Ausgangsstufe des LMC/TLC555 ohne oder mit nur niedriges Last am Ausgang möglich ist, ist dies mit der bipolaren Ausgangsstufe des NE555 oder LM555 überhaupt nicht möglich. Betrachten wir dies im Detail.

OUT soll auf LOW gesetzt sein, also nahe beim GND-Pegel liegen. Der NPN-Transistor T2 ist leitend. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines bipolaren Transistors kann zwar, je nach Transistortyp, sehr kleine bis sehr grosse Ströme ziehen, jedoch unabhängig von der Stromstärke, kann die Kollektor-Emitter-Spannung auf Grund von Nichtlinearitäten nie Null Volt werden. Auch bei sehr kleinen Kollektorströmen liegt OUT, wegen der Kollektor-Emitterspannung von T2, stets einige zehn Millivolt über GND. Nun, das wäre ja noch kein Grund um gleich "ein Büro aufzumachen". Aber betrachten wir noch den HIGH-Pegel-Aspekt...

OUT liegt jetzt auf HIGH. Wie nahe kann diese Ausgangsspannung +Ub erreichen, wenn der Ausgang nicht oder fast nicht belastet ist? Nun, das haben wir schnell raus. Mit T3 und T1 erkennen wir eine NPN-Darlingtonschaltung in der Funktion als Emitterfolger. An OUT kann also maximal eine Spannung vorliegen, die zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen unterhalb von +Ub liegt. Bei keiner oder fast keiner Ausgangslast bedeutet dies, dass die Ausgangsspannung immer mindestens 1.2 Volt unterhalb von +Ub liegt. Für viele Anwendungen ist auch dies kein Grund "ein Büro aufzumachen", - jedoch für die vorliegende Anwendung schon, wie wir gleich sehen werden.

Betrachten wir jetzt die CMOS-Endstufe auf der rechten Bildhälfte. Diese besteht bekanntlich aus einem N- (T2) und einem P-Kanal-MOSFET (T1). Entweder ist T1 oder T2 leitend. Beide verhalten sich, als lineare niederohmige Widerstände, wenn sie leitend (eingeschaltet) sind. Dies hat zur Folge, wenn OUT nicht oder nur sehr geringfügig belastet ist, dann haben diese "steuerbaren Widerstände" (FETs) RP oder RN im Verhältnis zu einem mittel- bis hochohmigen Lastwiderstand einen derart niedrigen On-Widerstand, so dass der Ausgangspegel an OUT Rail-to-Rail-Eigenschaften aufweist. Dieser Zustand hat man z.B. dann, wenn OUT mit einem hochohmigen Eingang einer nachfolgenden Schaltung verbunden ist. Der Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung sollte 10 k-Ohm oder besser grösser sein, will man ein sehr gutes Rail-to-Rail-Verhalten der CMOS-Ausgangsstufe beibehalten. Dies vor allem wegen dem P-Kanal-MOSFET T1. Die beiden FETs T1 und T2 sind nicht identisch. Während T2 kräftiger ist und bei einem Strom von 8 mA einen Spannungsabfall von 0.3 VDC erzeugt, erzeugt T1 den selben Spannungsabfall schon bei einem Lastrom von 2 mA und dies bei einer Betriebsspannung von 5 VDC. Bei höherer Betriebsspannung sind die Spannungsabfälle niedriger, weil die Gates von T1 und T2 mit höheren Steuerspannungen versorgt werden. Mehr Information im Detail erfährt man im Datenblatt zum LMC555.



50%-Duty-Cycle-Generator mit nur einem
Widerstand und einem Kondensator

Dies funktioniert nur mit dem LMC/TMC555 weil die Rail-to-Rail-Eigenschaft der Ausgangsstufe die wichtigste Voraussetzung dazu ist. Allerdings mit gewissen Einschränkungen betreffs Laststrom an OUT1. Nur dann nämlich, wenn die beiden Spannungswerte +Ub und GND an OUT1 erreicht werden, ist ein Rechtecksignal mit einem Duty-Cycle (Tastverhältnis) von exakt 50% möglich. Damit ist klar, dass RT nicht zu niederohmig sein darf, weil sonst die Rail-to-Rail-Bedingung nicht bereits bei Ladebeginn von CT erfüllt ist. Es zählt allerdings auch die Matching-Genauigkeit der IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm. Nicht die absoluten Werte zählen, sondern die realtiven Abweichungen untereinader. Darunter versteht man das sogenante Matching. Darüber gibt das Datenblatt jedoch keine Auskunft.

Es gibt aber noch die Möglichkeit, in einem gewissen Tastverhältnisbereich, an Pin 5, dem sogenannten Steuer- oder Modulations-Eingang, nachzuhelfen. Mit (Trimm-)Potmeter P und R2 beeinflusst man die IC-internen Referenzspannungen REF1 und REF2. Dies verändert die obere (Pin 6) und untere (Pin 2) Triggerschwelle und damit an OUT1 (und OUT2) das Tastverhältnis. Allerdings ist es unvermeidlich, dass dadurch auch die Frequenz ein wenig mitbeeinflusst wird. Diese müsste mit RT korrigiert werden. Teilt man RT auf in (Trimm-)Potmeter und Widerstand, kann man die Einstellempfindlichkeit dadurch verringern, in dem der Einstellbereich der Frequenz so klein wie möglich dimensioniert wird. Man kann für diesen Zweck auch ein 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter verwenden. Wobei man darauf achten sollte, solche mit guter mechanischen Stabilität einzusetzen. Übrigens, C1 mit 100 nF, sollte immer eingesetzt werden, wenn Pin 5 hochohmig genutzt wird oder unbenutzt ist. Siehe Datenblatt.

Das Problem mit der unerwünschten Frequenzbeeinflussung wäre realisierbar, wenn nicht nur REF2 (Pin 5) sondern auch REF1 mit einem Anschlusspin von aussen beschaltbar wäre. Wie dies grundsätzlich zu realisieren wäre, zeigt Bild 3:

Doch nun schauen wir wie der 50%-Duty-Cycle-Generator funktioniert und betrachten mit Bild 2 (weiter oben) auch die Signaldiagramme in Bild 4:

+Ub wird mit den drei IC-internen Widerständen in drei gleich grosse Spannungswerte aufgeteilt. 1/3*Ub liegt am invertierenden Eingang des Komperators KB (REF1) und 2/3*Ub am nichinvertierenden Eingang von Komparator KA (REF2).

Nachdem Einschalten der Generatorschaltung ist CT zunächast entladen. Die Phase t1 beginnt. Die Spannung an CT ist also niedriger als die beiden Referenzspannungswerte an REF1 und REF2. /R1, /R2 und /S sind LOW-Pegel-sensitive Eingänge des RS-Flipflop FF, d.h. ein Umschalten von HIGH auf LOW wirkt sich stets auf den Zustand des FF aus. /S ist auf LOW (GND) und und /R1 auf HIGH (+Ub). /R2 ist direkt mit HIGH (+Ub) verbunden. FF ist also gesetzt und der Ausgang Q, identisch mit OUT1, ist auf HIGH (+Ub) gesetzt. Dadurch wird CT durch RT von diesem HIGH-Pegel geladen. Die Spannung an CT UCT steigt. Sie überschreitet die Spannungsschwelle von REF1 von 1/3*Ub. Jetzt sind /S und /R auf HIGH gesetzt. Die Spannung an CT steigt weiter. Beim Erreichen der Spannungsschwelle von REF2 von 2/3*Ub geht /R1 von HIGH auf LOW und FF wird zurückgesetzt. Dadurch wird OUT1 auf LOW gesetzt. Die Phase t2 beginnt. CT wird über RT entladen. Dabei wird der Wert von REF2 sogleich wieder unterschritten. /R1 und /S sind wiederum auf HIGH. Die Spannung an CT sinkt. Beim Erreichen von REF1 wird /S wieder LOW und OUT1 geht erneut auf HIGH. Die Ladung von CT beginnt mit der Phase t3 von Neuem. Noch etwas genauer: REF2 wird durch UCT genau genommen im mV-Bereich leicht über- und REF1 leicht unterschritten. Die genauen Werte sind nicht bekannt, weil dazu die notwendigen DC-Offsetspannungen der Komparatoren im Datenblatt nicht angegeben sind.

t1 ist grösser als t2 oder t3, weil am Anfang CT meist vollständig entladen ist. Danach ändert die Spannung an CT immer nur zwischen 1/3*Ub und 2/3*Ub (Hysterese), was ein Tastverhältnis von 50% des Rechteckausgangssignales zur Folge hat (t2 = t3).

Stabilität des 50%-Tastverhältnis: Gemäss Datenblatt des LMC555 liegt die maximale Oszillatorfrequenz bei 3 MHz. Bleibt man bei CT = 100 pF, liegt RT bei weniger als 2 k-Ohm. Bis hinunter zu diesem RT-Wert ist auf dem Oszilloskop noch keine Verschlechterung des 50%-Tastverhältnisses optisch wahrnehmbar. Bei einem Test an wenigen Exemplaren zeigte sich ein unterer RT-Grenzwert von etwa 1 k-Ohm. Bei genauem Hinsehen auf dem Oszilliskop beobachtete ich erst eine geringfügige Abweichung vom 50%-Tastverhältnis und dies innerhalb eines Betriebsspannungsbereiches zwischen +5 VDC und +15 VDC. Die Erweiterung für den Abgleich des Tastverhältnisses in Bild 2 ist daher nur selten nötig.

Wenn der RT-Wert niederohmig realisiert werden muss, z.B. für höhere Frequenzen bis in den MHz-Bereich, muss man die On-Widerstände von T1 und T2 des LMC/TLC555 in die Berechnung miteinbeziehen. Diese Widerstandswerte sind aus dem Datenblatt jedoch nicht ersichtlich und sie sind auf jedenfall ungleich, weil T2 (Bild 1) der kräftigere MOSFET ist. Muss man mit einem LMC/TLC555 unbedingt so hohe Frequenzen erzeugen, ist es besser CT etwas kleiner und RT etwas grösser zu wählen. Erfahrung habe ich mit dem LMC/TLC555 nur mit Frequenzen bis maximal 1 MHz im Dauereinsatz.

Noch einmal ein Blick zum Bild 2. Es gibt zwei Ausgänge, OUT1 und OUT2. OUT1 dient der Rückkopplung für die Oszillatorfunktion. Wird dieser Ausgang zusätzlich belastet, beeinflusst dies die Frequenz und auch das Tastverhältnis, Ändert sich während des Betriebes der Laststrom an OUT1, kann dies die Frequenzstabilität und die Stabilität des Tastverhältnisses massiv beeinträchtigen. Die Frequenz-Temperatur-Stabilität wird gemäss Datenblatt mit 75 ppm/K angegeben. Das ist für einen RC-Oszillator sehr gut. Dies bedeutet z.B., dass die Frequenz von 100 kHz bei einer Temperaturänderung von 20 K um etwa 150 Hz variiert. Dies allerdings nur, wenn OUT1 hochimpedant belastet wird, z.B. mit einer schnellen Komparatorschaltung, - am besten natürlich ebenfalls mit CMOS-Eingang.

Ich erwähne hier absichtlich nicht hochohmig sondern hochimpedant. Dies bedeutet, dass man bei höheren Frequenzen auch auf parasitäre Kapazitäten achten muss. Es liegt dann definitiv nicht drin, dass man zwischen OUT1 und GND ein langes abgeschirmtes Kabel anschliesst. In so einem Fall muss man das Rechtecksignal aus dem LMC/TLC555 vor der Weiterverarbeitung erst puffern.

Alternativ dazu, kann man auch den Opendrain-Ausgang OUT2 benutzen. Bei höheren Frequenzen, muss man allerdings daran denken, dass der On-Widerstand von T (Bild 2) immer sehr viel kleiner ist als der Pullupwiderstand R1. Dies hat zur Folge, dass bei höheren Frequenzen die ansteigende Flanke auffallend weniger steil ist wie die fallende Flanke des Rechtecksignales. Dies besonders dann wenn OUT2 zusätzlich kapazitiv belastet ist.

OUT2 eignet sich, wenn für die Timerschaltung unbenutzt, hauptsächlich für das Treiben etwas grösserer Lasten wie z.B. ein Relais oder eine superhelle LED. Im vorliegenden Beispiel als helle Blinkschaltung. Der maximale Strom beträgt 50 mA. Das ist der Stromsenke-Betrieb. Die Last liegt zwischen +Ub und OUT2 (Pin 7).

Bei einem Relais unbedingt die Freilaufdiode parallel zur Relaisspule nicht vergessen, da sonst beim Abschalten hohe Selbstinduktionsspannungsimpulse den MOSFET T (Bild 2) zerstören können.



Anwendung: Kapazitive Sensorschaltung mit LMC555

Die Arbeitsweise eines kapazitiven Sensors besteht grundsätzlich aus einer Veränderung des Plattenabstandes, der aktiven Plattenfläche oder dem dielektrischen Wert durch eine nichtelektrische Aktion. Der dielektrische Wert trifft z.B. auf den kapazitiven Feuchtesensor zu. Wenn man einen kapazitiven Sensor einsetzen will, gibt es zumindest zwei grundlegend unterschiedliche Arten des Ausgangssignals. Eine kapazitätsabhängige Spannung oder eine kapazitätsabhängige Frequenz. In beiden Anwendungen hat man es mit einer meist höherfrequenten Wechselspannung (AC-Spannung) zu tun, wie dies die Bild 5 zeigt:

Teilbild 5.1 zeigt als stark vereinfachtes Prinzpschaltbild eine mögliche Variante zur Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung Ua, gegeben durch die Kapazität des kapazitiven Sensors Cs (s für Sensor). Der AC-Strom des Generators erzeugt in Cs einen Blindstrom, der durch R1 fliesst und eine Spannung erzeugt. Ändert sich der Wert von Cs, ändert sich der Blindstrom und damit auch die Spannung an R1. IC:A verstärkt die relativ kleine Änderung von Cs durch eine externe physikalische Einwirkung. Diese verstärkte AC-Spannung wird mit D, R4, R5 und C1 gleichgerichtet und geglättet. Im Prinzip besteht die ganze Schaltung aus Amplituden-Modulation und Amplituden-Demodulation. Die sehr niederfrequente Veränderung der Kapazität von Cs moduliert die höherfrequente AC-Spannung des Generatots G an R1. Am Ausgang von IC:A zeigt sich die verstärkte AM-Spannung, die mit der nachfolgenden Schaltung aus D, R4, R5 und C1 demoduliert wird. Übrig bleibt an Ua die verstärkte rekonstruierte NF-Spannung. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters aus R5 und C1 muss so hoch sein, dass die extrem niederfrequente Spannung, die Cs erzeugt, nicht nennenswert verzerrt wird. IC:B wirkt als Impdanzwandler, damit die nachfolgende Auswertschaltung die Messschaltung nicht beeinflusst. Die gezeigte Schaltung ist so einfach nicht nachbaubar. Sie zeigt nur das Funktionsprinzip.

Anstelle von amplitudenmodulierten gibt es auch frequenzmodulierte Messmethoden. Cs beeinflusst eine Frequenz. Eine Variante ist es, wenn Cs Teil eines aktiven LC-Schwingkreises ist. Durch die Variabilität von Cs ändert sich die Resonanzfrequenz. Eine ganz andere Variante ist die, welche in Teilbild 5.2a gezeigt wird. Es wird, passend zu diesem Elektronik-Minikurs, den selben Rechteckgenerator benutzt, wie Bild 2 zeigt. Anstelle von CT (Bild 2) wird der kapazitive Sensor Cs geschaltet. Eine Veränderung der Kapazität von Cs verändert direkt proportional die Ausgangsfrequenz an Out1 und Out2. Out2, ist ein Opendrain-Ausgang. Daher der Pullup-Widerstand R1.

Im Vergleich zu Teilbild 5.1 hat Teilbild 5.2a ein Problem, das kapazitive Sensoren oft schlecht vertragen - eine überlagerte mittlere DC-Spannung, dargestellt in Teilbild 5.2b. Diese DC-Offsetspannung ergibt sich aus dem Mittelwert der sägezahnartigen Mittelwertspannung, gegeben aus dem Maximalwert mit 2/3*Ub und dem Minimalwert 1/3*Ub, wie das bereits in Bild 4 ausführlicher dargestellt und kommentiert ist. Diese Mittwelwertspannung ist halb so gross wie die Betriebsspannung +Ub, also +Ub/2. Es stellt sich daher die Frage, wie kann man dieses Problem lösen und die einfache Schaltung mit dem LMC555, ohne grossen Zusatzaufwand, trotzdem benutzen. Wir betrachten dazu Bild 6:

Wir haben bei der Oszillatorschaltung mit dem LMC555 in Teilbild 5.2a an Cs eine unerwünschte überlagerte DC-Spannung die wir wegfiltern wollen. Eine einfache passive Methode zeigt Bild 6. Im ersten Schritt untersuchen wir Teilbild 6.1, die uns eine DC-Spannungsquelle mit einer Spannung von 2.5 VDC zeigt. Dieser Wert passt zur überlagerten DC-Spannung in Teilbild 5.2b (mittlere Spannung an Cs), wenn +Ub 5 VDC beträgt. Die zur DC-Spannungsquelle UDC in Serie geschaltete AC-Spannungsquelle UAC erzeugt dazu passend eine AC-Spannung von aufgerundet 1.7 Vpp (1/3*Ub). Damit haben wir exakt die Relationen der AC- und DC-Spannungen entsprechend Teilbild 5.2b.

Cs sei als Beispiel ein kapazitiver Feuchtesensor mit einer typischen Kapazität von etwa 100 pF, wobei in dieser Versuchsanordnung in Bild 6 auch ein gewöhnlicher Papier- oder Keramik-Kondensator seinen Zweck erfüllt. Cs und C1 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, parallel geschaltet zu UAC und UDC. Betrachten wir den Aspekt der AC-Spannung. Die Kapazität von C1 ist 1000 mal grösser als die von Cs. Oder anders formuliert, der frequenzabhängige kapazitive Widerstand (Kapazitanz) von C1 ist 1000 mal niedriger als der von Cs. Das heisst die AC-Spannung über C1 ist 1/1000 von der AC-Spannung an Cs. Die AC-Spannung an Cs ist daher praktisch gleich gross wie die AC-Spannung von der Quelle mit 1.7 Vpp. Man kann C1 problemlos von 100 nF auf 10 nF reduzieren und die Ungenauigkeit beträgt erst 1%. Weiter unten ist auch das speziell thematisiert.

Wie verhält sich die Situation mit der DC-Spannung? Stellen wir uns vor, es sei zunächst keine DC-Spannung, sondern eine niederfrequente AC-Spannung, die aber wesentlich niederfrequenter ist als die Frequenz der AC-Spannung UAC. Die kapazitiven Widerstände von C1 und Cs wären sehr viel grösser, aber am Verhältnis der beiden kapazitiven Widerstände ändert sich nichts. Also ist die AC-Spannung an Cs (100 pF) noch immer 1000 mal grösser als an C1 (100 nF). Wir reduzieren die Frequenz bis nur noch eine DC-Spannung vorliegt. Dadurch werden die beiden kapazitiven Widerstände theoretisch unendlich gross. Was sind die praktische Auswirkungen? Ganz einfach, auf die Dauer sinkt bei dem Kondensator die DC-Spannung schneller, der im Verhältnis zur Kapazität, die grösseren Verluste hat. Diese Verluste sind mit den "imaginären" Widerständen Rv1 und Rvs in Teilbild 6.1 gekennzeichnet.

Praktisch betrachtet, passiert folgendes beim Einschalten des Netzwerkes aus C1 und Cs. Die DC-Spannung UDC überträgt sich praktisch vollständig auf Cs und ohne ohmsche Belastung eines parallel geschalteten Widerstandes an Cs bleibt das auch so für eine lange Betriebsdauer. Will man diesen Dauerzustand vermeiden, muss man, wie Teilbild 6.2 zeigt, R parallel zu Cs schalten. Dadurch entsteht aus C1 und R ein passives Hochpassfilter. Dieses vermeidet, dass auf Dauer eine DC-Spannung an Cs liegt. Allerdings erzeugt R*C1 eine Zeitkonstante die festlegt, wie lange eine exponentiell sinkende DC-Spannung an Cs erzeugt wird. Damit diese DC-Spannung am Ausgang möglicht schnell den Wert 0 VDC approximiert, sollte R möglichst niederohmig sein. Ist R jedoch zu niederohmig, beeinflusst er unzulässig stark den frequenzabhängigen kapazitiven Widerstand von Cs, womit z.B. eine Feuchtigkeitsmessung stark verfälscht würde. In der vorliegenden Experimentierschaltung wirkt sich das nicht aus, weil die Frequenz konstant erzeugt wird. Jedoch in der Messschaltung in Bild 7 sehr wohl, wie wir gleich sehen werden.

Wie gross R etwa sein darf, werden wir im weiteren Verlauf erfahren. Das ist natürlich stark von der gewählten Frequenz des Oszillators abhängig und eine geeignete Frequenz ist die, welche an der Kapazität Cs einen für den vorliegenden Zweck brauchbaren kapazitiven Widerstand erzeugt. Ist der kapazitive Widerstand zu hochohmig, ist die ganze Schaltung zu hochohmig und das bedeutet ein erhöhtes Risiko für externe Störeinflüsse. Ist sie zu niederohmig, wird der Oszillator zu sehr belastet. Der Oszillator muss eine hohe Frequenz liefern und das bedeutet auch mehr elektrische Verlustleistung. Es ist eine etwas "schwammige" Situation. Nun so schwierig ist es trotzdem nicht, wenn man die Schaltung in Bild 7 versteht. Achtung: Die Funktion von R übernimmt in Bild 7 R2.

Auslöser zu diesem Kapitel war eine Diskusion im Forum des Elektronik-Kompendium zum Thema Beschaltung eines kapazitiven Fühlers (TCL555). Es geht dabei um die Messung der Feuchtigkeit mit einem kapazitiven Feuchtesensor mit der typischen Schaltung zur Erzeugung eines zeitsymmetrischen Rechtecksignales (t/T = 0.5) mit dem CMOS-Timer-IC LMC555 oder äquivalent TLC555. Ich habe in dieser Diskussion auch mitgewirkt und beschlossen, weil es um den beliebten LMC555 geht, diesen Elektronik-Minikurs mit diesem Thema zu ergänzen.

Die nachfolgende Schaltung in Bild 7 entspricht weitgehend der Skizze des ersten Beitrages in diesem Thread des ELKO-Forums und die Quelle dieser Skizze ist eine empfohlene Testschaltung aus einem Produkt-Katalog der Firma E+E Elektronik. Man darf davon ausgehen, dass der Link zu dieser Schaltung langfristig nicht gesichert ist, weil ein Produktekatalog sich jederzeit ändern kann. Deshalb steht diese Testschaltung auch hier als PDF-Original zur Verfügung.

Was bietet die Erweiterung dieses Elektronik-Minikurses zusätzlich zur Testschaltung im Produkt-Katalog der Firma E+E Elektronik? Ganz einfach, eine genauere Beschreibung wie die Schaltung arbeitet und sie fasst die Antworten auf Fragen im ELKO-Forum zusammen. Aber der wichtigste Grund ist, dass es eine LMC555-Anwendung ist!

Bild 7 zeigt die Testschaltung von E+E Elektronik, in der Darstellung mit dem detaillierten Inhalt des LMC555 bzw. TLC555, wie dies Bild 2 illustriert. Jedoch nicht mit der dort dargestellten und beschriebenen Erweiterung für den präzisen Abgleich des Tastverhältnisses t/T auf den Wert von 0.5, da dies für die Anwendung dieser Testschaltung für den Einsatz eines kapazitiven Sensors, z.B. zur Messung der Feuchtigkeit, nicht nötig ist. Die Richtwerte für die Komponenten RT (R1 im E+E), C1, Cs (CT) und R2, orientieren sich nach der Testschaltung von E+E Elektronik, oder man kann sagen, nach einem kapazitiven Sensor, dessen Kapazität etwa im Bereich zwischen 100 und 200 pF liegt. RT besteht aus einer Serieschaltung eines Trimmpotmeter mit einem vorgschalteten Widerstand. Dies ermöglicht einen präzisen Frequenzabgleich. Die Werte dieser beiden Bauteile muss man experimentell ermitteln. Es ist nur der Gesamtwiderstand angegeben und das ist ein Richtwert, wie auch bei R1 in der Testschaltung von E+E Elektronik.

Von der Experimentierschaltung in Bild 6 mit einer Oszillatorfrequenz von 50 kHz wissen wir, dass der kapazitive Widerstand XCs von Cs bei 100 pF 32 k-Ohm beträgt. R2 muss wesentlich grösser als XCs sein, damit Cs nicht signifikant von R2 beeinflusst wird. In der Testschaltung von E+E Elektronik wird für R2 ein Wert von mehr als 4.7 M-Ohm angegeben. Damit ist R2 etwas mehr als 100 mal grösser als XCs. Die Zeitkonstante C1*R2 beträgt bei 100 nF und 5 M-Ohm eine halbe Sekunde und das bedeutet, dass Cs nach etwa 5 Sekunden praktisch frei ist von der DC-Spannung. Ist das noch immer zuviel Zeit, kann man C1 z.B. auf 22 nF reduzieren, worauf sich diese fünf Sekunden auf eine Sekunde reduziert. Der Messfehler verschlechtert sich geringfügig auf etwa 0.5 Prozent, wenn Cs 100 pF beträgt. Das ist kaum der Rede wert. Auch noch nicht bei 1 Prozent bei der Verwendung des kapazitiven Feuchtesensors HC201 mit einer Kapazität von 200 pF.

Fazit: Diese Sensorschaltung ist genau der richtige Einstieg für den ELKO-Praktiker, der sich mit der Schaltungstechnik mit kapazitiven Sensoren praxisbezogen und experimentell befassen möchte. Ich wünsche viel Spass!



Thomas Schaerer ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ; 17.12.2004 ; 10.02.2006 ; 08.12.2008 ; 31.10.2009





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http://www.elektronik-kompendium.de/sites/praxis/bausatz_taktgenerator-mit-lmc555cn.htm



                      Taktgenerator mit LMC555CN/TLC555CP

Beschreibung

Der Timer NE555 ist hinreichend bekannt. Jeder der ein einigermaßen steilflankiges Rechtecksignal erzeugen will, kommt um den NE555 nicht herum, wenn die Frequenz nicht oder nur in engen Grenzen von einer Spannung gesteuert werden muss (VCO-Prinzip). Da dieses Bauteil praktisch veraltet ist, verwenden wir in diesem Bausatz die CMOS-Variante, den LMC555CN. Selbstverständlich kann auch der TLC555CP verwendet werden. Beide haben nahezu identische Werte. Für die Anwendung als Taktgenerator in dieser Schaltung sind die Unterschiede unerheblich.
Einziger nenneswerter Nachteil ist der geringe maximale Ausgangsstrom, den CMOS-Bausteine nun mal haben. Daher verwenden wir einen Transistor mit Basisvorwiderstand um das Taktsignal zu verstärken und an eine Leuchtdiode zu schalten. Diese leuchtet dann mit dem Takt auf. Mit einem Potentiometer ist dieser Takt einstellbar. Er liegt zwischen 1 Hz und 30 Hz.
Diese Schaltung ist als universeller Taktgeber für andere Bausätze dimensioniert. Die Bauteile D1, T1, R3 und R4 dienen dazu, die Funktion der Schaltung zu überprüfen oder ihr generell einen Sinn zu geben.

Funktionsbeschreibung

Die CMOS-Version des 555-Timer erzeugt unbelastet eine Ausgangsspannung die bis an die positive Betriebsspannung und bis an GND reicht. Dies ermöglicht es, dass mit nur einem Widerstand und einem Kondensator ein exakt zeitsymmetrisches Taktsignal (gleich große Impuls-Pause-Zeit) erzeugt werden kann. Das Tastverhältnis beträgt exakt 0,5. Die Taktfrequenz wird vom Kondensator C1, dem Widerstand R1 und Potentiometer P1 bestimmt. Sie liegt zwischen 1 Hz und 30 Hz. Soll der Taktgeber mit einer höheren Frequenz laufen, dann empfiehlt sich ein kleinerer Widerstand R1 zu nehmen oder einfach komplett darauf zu verzichten. Letzteres ist nicht unbedingt brauchbar. Befindet sich das Potentiometer P1 im Anschlag, wo sein Widerstand 0 Ohm beträgt, kann der Takt wegen Überlastung der Endstufe aussetzen. Bei größerer Abweichung von diesem Schaltungsvorschlag empfehle ich die Lektüre des Datenblattes von LMC555CN oder TLC555CP.
Vertauschen sollte man die Pins 1 und 8 vom IC1 nicht. Beim Einschalten der Betriebsspannung verabschiedet sich dieses Bauteil mit einem lauten Knall, sofern das Netzteil die dazu nötige Leistung liefert. Aber auch eine (schwache) 9-V-Blockbatterie kann diesem IC an den Kragen gehen.
Diese Schaltung ist für eine Betriebsspannung von 3 bis 12 V ausgelegt. Ist also auch als Taktgeber für CMOS-Schaltungen geeignet. Es sei allerdings angemerkt, dass bei 3 V die Leuchtdiode nur noch etwa 1,8 mA doch sehr dunkel leuchtet. Als Abhilfe kann der Widerstand R4 auf einen Wert von 56 Ohm reduziert werden. Der LED-Strom beträgt dann etwa 18 mA. Bei Ub = 3V fallen über die Leuchtdiode und über die Kollektor-Emitterspannung des Transistors T1 gut 2 V ab. Es bleiben für den Widerstand R4 also nur noch 1 V übrig. Daher der niedrigen Widerstandswert bei 3 V. Bei Ub = 12 V fallen über den Widerstand R4 10 V ab. Dort sind dann die 560 Ohm genau richtig um die Leuchtdiode mit 18 mA zu betreiben.
Wenn die Schaltung nur mit 3 V betrieben wird und man setzt für ausreichenden LED-Strom R4 auf 56 Ohm, ist der Basiswiderstand R3 zu hochohmig. Mit 22 k-Ohm fliesst gerade noch ein Strom von etwa 0,1 mA. Dies fordert vom Transistor T1 eine Stromverstärkung von 180 und das ist zuviel wenn T1 durchgeschaltet sein soll. Daher muss man den Widerstand R4 soweit reduzieren, dass die Stromverstärkung etwa 30 bis 40 beträgt.

Schaltung

Bauteilliste

Zeichen Bauteil Wert / Typ
P1 Potentiometer 1 MOhm
R1 Widerstand 47 kOhm
R2 Widerstand 1 kOhm
R3 Widerstand 22 kOhm
R4 Widerstand 560 Ohm
D1 Leuchtdiode Standard, 5 mm, rot
T1 Transistor BC 547 B
IC1 Timer 555 (CMOS) LMC555CN/TLC555CP
C1 Kondensator 1 µF (Tantal)
C2 Kondensator 100 nF (z. B. MKS)

Sicherheitshinweise

Bitte bauen Sie die Schaltung mit viel Sorgfalt auf. Unsachgemäße Behandlung der Bauteile kann zur Zerstörung führen. Berücksichtigen Sie auch, dass die Bauteile für diese Schaltung ausgewählt wurden und eventuell für eine andere Anwendung nicht geeignet sind.
Der Nachbau und Betrieb geschieht auf eigene Gefahr! Jegliche Haftung für Schäden wird ausgeschlossen!

Schwierigkeitsgrad

Der Timer 555 wird immer wieder gerne von Anfängern verwendet. Dieser integrierte Schaltkreis ermöglicht unglaublich viele Anwendungen.
Diese Schaltung ist die einfachste Art den Timer 555 zu verwenden. Die Transistorstufe lässt sich natürlich auch für andere Zwecke missbrauchen. Zum Beispiel um ein Relais zu schalten.








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http://en.wikipedia.org/wiki/555_timer_IC
http://de.wikipedia.org/wiki/NE555


NE555

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NE555 von Signetics im Gehäuse DIP-8, hergestellt 1978 KW 28

Die integrierte Schaltung NE555 ist ein aktives elektronisches Bauelement, das häufig in Zeitsteuerungen und Taktgebern, teils sogar in Schaltnetzteilen Verwendung findet. Vorgestellt wurde der NE555 – häufig abkürzend auch nur als 555 bezeichnet – erstmals 1972 vom US-amerikanischen Halbleiterhersteller Signetics. Aufgrund seiner Robustheit und Zuverlässigkeit wird er auch heute noch eingesetzt, wobei seine Einsatzgebiete vom Spielzeug bis hin zur Raumfahrt reichen. Der NE555 ist die weltweit meistverkaufte integrierte Schaltung.[1]

Inhaltsverzeichnis

Geschichte

Nahaufnahme vom Die des NE555 und den Bonddrähten.

Der NE555 wurde in den Jahren 1970 bis 1971 von dem Elektronik-Ingenieur Hans R. Camenzind für den US-amerikanischen Halbleiterhersteller Signetics (später Philips Semiconductors, heute NXP) entwickelt.[1][2] Anfangs war das Projekt sehr umstritten: Timerschaltungen wurden zuvor meist mit Operationsverstärkern oder Komparatoren gebaut, die einen Großteil der von Signetics hergestellten Analogschaltungen ausmachten. Einerseits wurde bezweifelt, dass überhaupt ein Markt für spezialisierte Timer-ICs bestünde, andererseits befürchtet, ein Timer-IC könnte die Verkäufe der Operationsverstärker mindern – das ist in der Wirtschaft als Kannibalismuseffekt bekannt. Die Bezeichnung NE555 stammt von Art Fury, seinerzeit Marketingmanager bei Signetics. Auf ihn geht auch der Umstand zurück, dass die Entwicklung des NE555 trotz der firmeninternen Widerstände an Hans Camenzind in Auftrag gegeben wurde.[1]

Hans R. Camenzind hatte zuvor die Schaltkreise NE565/NE567 (eine Phasenregelschleife, PLL), und den NE566 (einen spannungsgesteuerten Oszillator, VCO) entwickelt, die jeweils einen stabilen, von Temperatur und Versorgungsspannung weitgehend unbeeinflussten Oszillator enthalten. Der erste Entwurf des NE555 basierte deshalb auf einem ähnlichen Oszillator, bei dem ebenfalls ein externer Kondensator von einem Spannungs-Strom-Wandler, der als Konstantstromquelle dient, und mehreren Stromspiegeln linear aufgeladen beziehungsweise entladen wurde und eine Dreieckspannung produzierte.

Nach Abschluss des Entwurfs und dessen Überprüfung und Genehmigung durch Signetics verwarf Camenzind sein Design nochmals: Er ersetzte die Konstantstromquelle durch einen einzelnen externen Widerstand. Damit konnte anstelle des 14-poligen Gehäuses ein 8-poliges verwendet werden – mit Konstantstromquelle wären 9 Anschlüsse notwendig gewesen; Signetics stellte jedoch nur 8- oder 14-polige DIP her. Obwohl die Aufladung beziehungsweise Entladung des Kondensators über einen Widerstand nicht linear erfolgt, hat eine Änderung der Versorgungsspannung keine Auswirkungen, da der Timer den Ladezustand des Kondensators ratiometrisch, d. h. im Verhältnis zur Versorgungsspannung, vergleicht. Als Nebeneffekt war die neue Schaltung stabiler gegenüber Temperaturschwankungen.

Ab 1972 wurde der NE555 in Massenfertigung hergestellt. Die Nachfrage übertraf alle Erwartungen, im ersten Quartal verkaufte Signetics mehr als eine halbe Million Stück. Die übrigen Halbleiterhersteller bauten den NE555 sehr schnell nach: Bereits ein halbes Jahr nach seinem Erscheinen waren 555er-Kopien von acht verschiedenen Herstellern auf dem Markt. Teilweise werden für die Nachbauten andere Typenbezeichnungen verwendet, wie beispielsweise MC1455 von ON Semiconductor (früher Motorola), LM555 von National Semiconductor, KA555 von Fairchild Semiconductor (früher Samsung) oder der SN72555 von Texas Instruments. Auch im Ostblock wurden Nachbauten hergestellt, wie der K1006ВИ1 aus der ehemaligen UdSSR. Solche Nachbauten waren in den 1970er-Jahren bis zum Semiconductor Chip Protection Act von 1984 (SCPA) allgemein üblich. Auch über 30 Jahre nach der Markteinführung wurden im Jahr 2003 noch jährlich etwa eine Milliarde Stück produziert.[2]

Auch die verfügbaren Chipgehäuse änderten sich im Laufe der Jahre: Der NE555 wurde von Anfang an im Plastikgehäuse, dem Dual in-line package (DIP), und im (heute nicht mehr üblichen) runden Metallgehäuse (TO-78 „metal can“) hergestellt. Für Militär- und Weltraumanwendungen wird der NE555 auch in Keramikgehäusen (CERDIP, LCC) verpackt. In den 1980er-Jahren folgten Gehäusevarianten als Surface Mounted Device (SMD) wie SOIC, SSOP oder TSSOP.

Dual-Timer 556 im 14-poligen DIP-Gehäuse

Es kamen auch Varianten mit zwei und vier Timer-Schaltungen in einem Gehäuse auf den Markt, welche den kompakten Aufbau komplexerer Schaltungen erlauben. Die duale Variante NE556 beinhaltet in einem Chipgehäuse mit 14 Pins zwei identische und voneinander unabhängige 555-Timer auf einem Chip. Die Variante NE558 beinhaltet vier Timer in einem 16-poligen Gehäuse, auch als „Quad-Timer“ bezeichnet. Aufgrund von zusammengefassten Anschlüssen sind die Timer in letzterer Variante nicht völlig unabhängig voneinander.

Wenige Jahre nach der Markteinführung der bipolaren Version brachte Intersil eine weitgehend kompatible CMOS-Variante auf den Markt. Sie hat das gleiche Pinout und identische Funktion bei deutlich geringerem Stromverbrauch. Im Chipdesign sind keine Darlington-Stufen erforderlich. Aufgrund des geringeren Eingangsstroms erlaubt sie größere Widerstandswerte und die Ausgänge können bis an die Versorgungsspannung ausgesteuert werden. Allerdings liefert die CMOS-Variante im Vergleich zur Bipolarversion einen kleineren maximalen Ausgangsstrom. Heute sind CMOS-Varianten von verschiedenen Herstellern verfügbar, wie beispielsweise der LMC555 (National Semiconductor), TLC555 (Texas Instruments), ICM7555 (verschiedene Hersteller). Auch davon gibt es eine Dual-Variante mit der Bezeichnung ICM7556.[3]

Auch veränderte bipolare Versionen wurden herausgebracht, z. B. der ZSCT1555 von der Firma Zetex, der bis hinunter zu 0,9 V Versorgungsspannung arbeitet und somit für den Betrieb aus einer einzelnen Batterie-Zelle geeignet ist. Dieses Design stammt ebenfalls von Hans Camenzind.[4]

Aus heutiger Sicht ist der Timer 555 technisch veraltet: Die Versorgungsspannung muss über 4,5 V liegen, der Ruhestrom ist mit bis zu 15 mA bei der bipolaren Version sehr hoch und die Ausgangsstufe erzeugt bei jeder Umschaltung deutliche Stromspitzen. Dennoch wird das IC von diversen Herstellern immer noch in unveränderter Schaltung produziert, lediglich die Herstellungsprozesse wurden auf kleinere Strukturgrößen umgestellt, wodurch sich auch die Größe des Chips verkleinerte (englisch die shrink), vgl. Skalierung (Mikroelektronik). Philips selbst stellte die Produktion des NE555 2003 abrupt und ohne die übliche Vorankündigung ein, da beim Brand ihrer Fabrik in Caen die letzte Produktionslinie für die verwendeten Prozesse zerstört wurde.

Aufbau

Pinbelegung
Anschluss Name Beschreibung/Zweck
1 GND Masse (0 V)
2 TRIG „Trigger“: OUT steigt an und das Intervall beginnt, wenn dieser Eingang 1/3 VCC unterschreitet
3 OUT Ausgang: Dieser Ausgang wird auf VCC oder GND betrieben
4 RESET Ein Zeitintervall kann unterbrochen werden, wenn dieser Eingang auf GND gesetzt wird
5 CTRL „Control“: Zugriff auf den internen Spannungsteiler (üblicherweise 2/3 VCC)
6 THR „Threshold“: Das Intervall endet, wenn die Spannung an THR größer als bei CTRL ist
7 DIS „Discharge“: Open-Collector-Ausgang: kann einen Kondensator zwischen den Intervallen entladen
8 V+, VCC Versorgungsspannung (zwischen 3 und 15 V)

Der NE555 enthält das Äquivalent von 24 Bipolartransistoren, zwei Dioden und 15 Widerständen (Small Scale Integration, SSI), die zusammen sechs Funktionsblöcke bilden (In unten stehenden Blockdiagramm und Schaltplan sind diese farbig hinterlegt):

  • Zwischen der Versorgungsspannung VCC(+) und der Masse GND(−) befindet sich ein Spannungsteiler aus drei identischen Widerständen, der, wenn nicht von außen beschaltet, die beiden Referenzspannungen 1/3 VCC und 2/3 VCC liefert. Letztere ist am Anschluss-Pin Control Voltage verfügbar. (grün)
  • Zwei Komparatoren sind jeweils mit einer der Referenzspannungen verbunden, während die beiden anderen Eingänge direkt auf die Anschlüsse Trigger beziehungsweise Threshold geführt sind. (gelb und orange)
  • Ein Flipflop speichert den Zustand des Timers und wird über die beiden Komparatoren angesteuert. Über den Reset-Anschluss, der die beiden anderen Eingänge übersteuert, kann das Flipflop (und damit der gesamte Timer-Baustein) jederzeit zurückgesetzt werden. (lila)
  • Am Ausgang des Flipflops folgt eine Ausgangsstufe mit Totem-Pole-Ausgang, die am Anschluss Output mit bis zu 200 mA belastet werden kann. (rosa)
  • Parallel zur Ausgangsstufe ist ein Transistor angeschlossen, dessen Kollektor am Anschluss Discharge liegt. Dieser Transistor ist immer dann durchgeschaltet, wenn der Ausgang Low-Pegel hat. (hellblau)
  • Blockschaltbild des 555

  • Schaltung des bipolaren NE555

  • Schaltung der CMOS-Version

Grundschaltungen

Der NE555 verfügt über drei im folgenden beschriebene grundlegende Betriebsarten. Darüber hinaus gibt es eine Vielzahl weitere und daraus abgeleitete Schaltungsvarianten, wie elektronische Tachometer, Triggerschalter in Oszilloskopen, Grundfunktionen in Kabeltestern oder Temperaturregler, in denen der NE555 als Schaltungsteil eingesetzt wird.

Monostabile Kippstufe

Schaltbeispiel für den 555 im monostablilen Modus
Die Beziehungen des Trigger-Signals, der Spannung am Kondensator C und die Pulsbreite

Als monostabile Kippstufe arbeitet der NE555 als einmaliger Impulsgeber. Zu den Anwendungen in diesem Modus gehören unter anderem Timer, Frequenzteiler, Kapazitätsmessung und die Pulsweitenmodulation (PWM).

Der Puls beginnt, wenn der NE555-Timer ein Signal am Trigger-Eingang empfängt. Das ist dann der Fall, wenn die Spannung am Trigger-Eingang unter 1/3 der Versorgungsspannung fällt. Die Breite des Ausgangsimpulses wird über die Zeitkonstante eines externen RC-Netzwerks festgelegt, das aus einem Kondensator C und einem Widerstand R, wie in nebenstehender Schaltskizze dargestellt, besteht. Der Ausgangsimpuls endet, wenn die Spannung am Kondensator 2/3 der Versorgungsspannung entspricht. Die Impulsbreite τ des Ausgangsuimpulses kann durch Anpassen der Werte von R und C nach folgender Gleichung verändert werden:[5]

\tau = R C \cdot \ln(3) \approx 1{,}1 \cdot R C

In dieser einfachen Grundschaltung ist die monostabile Kippstufe nicht nachtriggerbar. Ein erneutes Trigger-Signal wird erst nach Ablauf der Zeit τ akzeptiert. Durch Erweiterung der Schaltung kann mit dem NE555 auch eine nachtriggerbare monostabile Kippstufe realisiert werden.

Eine Anwendung der monostabilen Kippstufe mit der vierfachen Timerschaltung NE558 bestand in dem analogen Joystickinterface am sogenannten Game-Port des IBM-PC in den 1980er Jahren: Der NE558 stellt dabei einen Teil eines einfachen AD-Wandlers mit vier Kanälen dar, welcher den Widerstandswert des Potentiometers pro Achse für zwei Joysticks in eine von der Auslenkung abhängigen Impulsdauer umsetzt. Die Auslösung des NE558 und die Ermittlung der Zeitdauer eines Impulse wird über die Software realisiert.[6]

Bistabile Kippstufe

Schaltbeispiel für den 555 im bistabilen Modus

Im Betrieb als bistabile Kippstufe wird im Prinzip nur das im NE555 eingebaute Flip-Flop verwendet. Einsatzgebiete sind z. B. prellfreie Schalter.

Der Trigger-Eingang (Pin 2) dient für das Flip-Flop als SET, womit die bistabile Kippstufe durch einen kurzen Impuls gesetzt wird. Ein kurzer Impuls am Reset-Eingang (Pin 4) dient als RESET, die bistabile Kippstufe wird damit zurückgesetzt. Sowohl der Set-Impuls als auch der Reset-Impuls entsprechen der negativen Logik – dieser Umstand wird durch ein Überstreichen der Signalnamen gekennzeichnet.

Da bei einer bistabilen Kippstufe keine zeitabhängige Funktion vorhanden ist, sind im Prinzip keine zusätzlichen Kondensatoren notwendig. Der in der Schaltung dargestellte Glättungskondensator mit 10 nF am Anschluss CTRL dient, wie auch in den anderen Schaltungsmodi, nur der Glättung der internen Referenzspannung und kann bei geringen Genaugikeitsanforderungen entfallen.

Astabile Kippstufe

Schaltbeispiel für den 555 im astablilen Modus

Als astabile Kippstufe arbeitet der NE555 als Oszillator und erzeugt an seinem Ausgang ein periodisches Signal. Dabei können, je nach Beschaltung, verschiedene Schwingungsformen wie in der einfachsten Form eine Rechteckschwingung mit einem variablen Pulsbreitenverhältnis erzeugt werden. Zu den Anwendungen gehören unter anderem alle Formen von Blinkern, Impuls-Generatoren, elektronische Uhren, Anwendung aus der Tonerzeugung oder als Taktquelle in Gleichspannungswandlern.

Die Schaltung wird durch zwei Widerstände, R1 und R2, und einen Ladekondensator C gebildet. Der Ladekondensator ist zunächst ungeladen, wodurch über den TRIG-Eingang das interne Flip-Flop gesetzt wird, der DIS-Ausgang hochohmig ist und der Kondensator über die beiden Widerstände geladen wird. Bei Erreichen von 2/3 der Versorgungsspannung am Kondensator C wird das interne Flip-Flop zurückgesetzt, wodurch der DIS-Ausgang gegen Masse (GND) geschaltet wird. Dadurch entlädt sich der Kondensator über den Widerstand R2 und den DIS-Ausgang gegen Masse. Die Entladung erfolgt so lange, bis der Kondensator auf 1/3 der Versorgungsspannung entladen ist. Dann wird das Flip-Flop erneut gesetzt und der Vorgang beginnt von Neuem.

Damit lässt sich die Oszillatorfrequenz f in Abhängigkeit von den Bauelementen R1, R2 und C bestimmen zu:

f = \frac{1}{(R_1 + 2R_2) \cdot C \cdot \ln(2)}

Durch unterschiedliche Wahl von R1 und R2 lassen sich verschiedene Pulsbreitenverhältnisse wählen. Die Zeitdauer thigh für den High-Impuls am Ausgang ist

t_{high} = (R_1 + R_2) \cdot C \cdot \ln(2)

Die Zeitdauer tlow für den Low-Impuls am Ausgang ist gegeben als:

t_{low} = R_2 \cdot C \cdot \ln(2)

Die Widerstandswerte dürfen dabei nicht zu niederohmig gewählt werden, um eine Überlastung der Ausgangsstufen zu vermeiden. So kann beispielsweise mit dieser einfachen Grundschaltung kein Pulsbreitenverhältnis von 50:50 erreicht werden, da dann der Widerstand R1 mit einem nötigen Wert von 0 Ω einen Kurzschluss darstellen würde.

Betriebsdaten und Varianten

Nachfolgende technische Detailangaben gelten für den NE555. Andere Varianten des Timers können abweichende Spezifikationen haben, die sich in den jeweiligen Datenblättern finden.

Parameter Wert
Versorgungsspannung (VCC) 4,5–15 V
Versorgungsstrom (VCC = +5 V) 3–6 mA
Versorgungsstrom (VCC = +15 V) 10–15 mA
Maximaler Ausgangsstrom 200 mA
Maximale Verlustleistung 600 mW
Minimale Leistungsaufnahme 30 mW (bei 5 V), 225 mW (bei 15 V)
Betriebstemperatur 0–70 °C

Die nachfolgende Tabelle stellt eine Auswahl von aktuellen und ehemaligen Herstellern der 555-Timerschaltung mit deren Typenbezeichnung und Besonderheiten zusammen.

Hersteller Modell Anmerkung
Avago Technologies Av-555M
Custom Silicon Solutions CSS555/CSS555C CMOS (ab 1,2 V), IDD < 5 µA
IP-Core für ASICs[7]
CEMI ULY7855
ECG Philips ECG955M
Exar XR-555
Fairchild Semiconductor NE555/KA555
HFO (DDR) B555
Harris HA555
IK Semicon ILC555 CMOS (ab 2 V)
Intersil SE555/NE555
Intersil ICM7555 CMOS
Lithic Systems LC555
Maxim ICM7555 CMOS (ab 2 V)
Motorola MC1455/MC1555
National Semiconductor LM1455/LM555/LM555C
National Semiconductor LMC555 CMOS (ab 1,5 V)
NXP Semiconductors ICM7555 CMOS
Raytheon RM555/RC555
RCA CA555/CA555C
Signetics/Philips Semiconductors NE555/SE555 Original-Version
STMicroelectronics NE555N/ K3T647
NTE Sylvania NTE955M
Texas Instruments SN52555/SN72555
Texas Instruments TLC555 CMOS (ab 2 V)
Nachbau aus der UdSSR K1006ВИ1
Zetex ZSCT1555 bis zu 0,9 V

Datenblätter

Literatur

  • Roland Jeschke: Blinken, Tönen, Steuern mit dem Timer 555. 2. Auflage. Frech-Verlag, Stuttgart 1982, ISBN 3-7724-0332-8.
  • Karl-Heinz Bläsing, Klaus Schlenzig: Timerschaltkreise B 555 D und B 556 D Informationen und Applikationen. MV–Berlin, 1984.
  • Patrick Schnabel, Thomas Schaerer: Timer 555. Grundlagen, anwendungsorientierte Schaltungen und Auszüge aus Datenblättern zu einem Elektronik-Workshop. Das Elektronik-Kompendium. (Online).

Weblinks

 Commons: NE555 – Sammlung von Bildern, Videos und Audiodateien

Einzelnachweise

  1. a b c Hans Camenzind: Designing Analog Chips. 2. Auflage. Virtualbookworm.com Publishing, College Station, Texas 2005, ISBN 1-58939-718-5 (Kapitel 11 Timers and Oscillators: Seite 11–2 und 11-3, Online).
  2. a b Transistor-Museum: Interview mit Hans Camenzind über das Design des NE555 (englisch, Text und Audio).
  3. Walter G. Jung: IC Timer Cookbook, Second Edition, Sams Technical Publishing 1983, ISBN 978-0-672-21932-0, S. 40–41.
  4. Hans R. Camenzind: Redesigning the old 555. In: IEEE Spectrum. Band 34, Nummer 9, September 1997. IEEE Press, ISSN 0018-9235, S. 80–85.
  5. van Roon, Kapitel „Monostable Mode“ (Using the 555 timer as a logic clock).
  6. IBM-PC Gameport (Joystick), abgefragt am 8 Juni 2012, engl.
  7. Custom Silicon Solutions.




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Von Thomas Schaerer

Schaltungen mit dem Timer-IC NE555 / LMC555 / TLC555 


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