http://sites.prenninger.com/elektronik/timer-ic-555
http://www.linksammlung.info/
http://www.schaltungen.at/
Wels, am 2012-08-30
BITTE nützen Sie doch rechts OBEN das Suchfeld
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DIN A4 ausdrucken (Heftrand 15mm / 5mm) siehe
http://sites.prenninger.com/drucker/sites-prenninger********************************************************I*
015_b_PrennIng-a_elektronik-timer.ic.555 (xx Seiten)_1a.pdf
Hans Camenzind +
der Elektroingenieur ist am 8. August im Alter von 78 Jahren gestorben.Der gebürtige Schweizer zog in den 1960er Jahren in die USA und
studierte in Boston und Santa Clara.
Er arbeitete für verschiedene
Unternehmen der jungen Halbleiterbranche und entwickelte 1971 für die
Firma Signetics (später Philips Semiconductors, heute
NXP) den Timerchip NE555.
Hans R. Camenzind (1934–2012), Mikrochip-Entwickler und Unternehmer
http://de.wikipedia.org/wiki/Hans_R._Camenzind
http://www.heise.de/newsticker/meldung/Hans-Camenzind-gestorben-der-NE555-lebt-weiter-1669451.html
Bild: Hans R. Camenzind
Zum Tod des NE555-Erfinders
Der grosse
Schweizer Elektronik-Guru Hans Camenzind, der früh in die USA
auswanderte, ist im Alter von 78 Jahren am 08.08.2012 gestorben.
Mit seiner
Erfindung des Timer-IC
NE555 im Jahre 1971,
bereicherte Hans R. Camenzind nachhaltig die Elektronik-Fachwelt.
In den
1980er-Jahren kam es zu einer Modernisierung durch die CMOS-Version,
z.B. LMC555 von National und TLC555 von Texas-Instruments. Die
1980er-Jahre standen generell in der CMOS-Aufbruchsphase. Ohne die
Erfindung des originalen NE555 von Hans Camenzind, hätte es auch nie
CMOS-Versionen gegeben. Eine grosse Bereicherung wäre uns versagt
geblieben! Der NE555 ist der weltweit meistverkaufte integrierte
Schaltkreis (2005).
********************************************************I*
http://de.wikipedia.org/wiki/NE555
555 1-fach Timer-IC
556 2-fach Timer-IC (dual timer)
558 4-fach Timer-IC (quad timer)Hersteller:B555 - HFO / East GermanyNE555 (bipolar-ORIGINAL) - Signetics, Fairchild, Intersil, NE555N - STMicroelectronicsLM555CN - Fairchild, LM555 = LM1455 National Semiconductor (NSC)
SE555 (bipolar-ORIGINAL) - IntersilLC555 - Lithic Systems
XR-555 - EXARXR555 - EXAR
HA555 - HARRIS
MC1555 - Motorola
RC555 - Raytheon
RM555 - Raytheon
CA555 - RCACA555C - IntersilSN52555 - Texas Instruments (TI)
SN72555 - Texas Instruments (TI)
ILC555 (CMOS) - IKSemiconICM7555 (CMOS) - Intersil, MAXIM, NXP-Semiconductors (früher Philips Semiconductors)
LMC555CN (CMOS) - National Semiconduktor (NSC)
ICM555 - Texas-InstrumentsTLC555CP (CMOS) - Texas-Instruments (TI)
NTE955M - NTE SylvaniaECG955M - ECG-Philips oder Philips Semiconductors (heute NXP)
CSS555 (CMOS) - Custom Silicon Solutions
http://en.wikipedia.org/wiki/555_timer_IC
http://de.wikipedia.org/wiki/NE555********************************************************I*http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0206115.htm Timer NE555 (NE556 2-fach, NE556 4-fach)
Der
NE555 enthält eine monolithisch integrierte Zeitgeberschaltung, die
sich aufgrund ihrer Eigenschaften als Taktgeber, Oszillator und für
Zeitverzögerungen verwenden lässt. Der NE555 ist seit 1972 auf dem Markt
und ist der Standard-Baustein für alle zeitabhängigen Anwendungen in
der praktischen Elektronik. Er ist so universell einsetzbar, dass er als
wichtigster integrierter Schaltkreis gilt. Für Hobby-Elektroniker ist
er der beliebteste integrierte Schaltkreis.
Nur selten lassen sich Schaltungen leichter aufbauen, wie mit einem NE555.
Der NE555 enthält einen Timer. Der NE556 enthält zwei Timer in einem
IC-Baustein. Die Verwendung eines NE556 macht immer dann Sinn, wenn man
mehr als einen NE555 für einen Schaltungsteil braucht. Der NE 558
enthält sogar 4 Timer in einem Baustein.
Der NE555 ist bipolar. Die CMOS-Versionen sind LMC555CN (National Semiconductor) und TLC555CP (Texas Instruments).
Eigenschaften des NE555
- Betriebsspannung von 4,5V..16V
- TTL-kompatibel
- Ausgangsstrom bis max. 200mA (bipolare Version)
- Ausgangsstrom bis max. 10mA (CMOS-Version)
- Entladestrom (Discharge) bis max. 200mA (bipolare Version)
- Entladestrom (Discharge) bis max. 100mA (CMOS-Version)
- Umgebungstemperatur nicht unter 0 °C
- Funktionalität durch geringe Außenbeschaltung
- Frequenzbereich bis 500kHz
- Zeitglied von Mikrosekunden bis Stunden
- Astabile oder Monostabile Operationen
NE555 oder LMC555/TLC555 / Bipolar- oder CMOS-Version
Es empfiehlt sich die CMOS-Version zu verwenden, weil die bipolare
Version beim Umschalten des Ausgangverstärkers einen hohen Impulsstrom
aus der Spannungsquelle zieht. Deshalb muss die bipolare Version (NE555)
immer mit einem Stützkondensator mit relativ großer Kapazität betrieben
werden (zwischen den IC-Anschlüssen 1 und 8).
Allerdings lassen die CMOS-Versionen keinen großen Ausgangsstrom zu.
Der liegt bei max. 10 mA. Bei Betriebsspannungen unter 15V sogar noch
weniger. Deshalb braucht der CMOS-555 immer eine Transistorstufe am
Ausgang.
Innenschaltung des NE555
Der NE555 liefert keine fertigen Funktionen. Die werden erst mit
einer äußeren Beschaltung hinzugefügt. Deshalb muss man zuerst die
Innenschaltung eines NE555 verstehen, bevor man die Funktionsweise einer
Schaltung mit dem NE555 verstehen kann.
Über eine äußere Beschaltung wird dem NE555 bestimmte Funktionen oder
Eigenschaften beigebracht. Zum Beispiel wird über eine
Kondensator-Widerstandskombination eine zeitliche Komponente
hinzugefügt, über die zeitabhängige Eigenschaften erzeugt werden können.

Die Innenschaltung ist hier als Blockschaltbild dargestellt.
Eigentlich besteht der NE555 (Bipolar-Version) nur aus 23 Transistoren,
15 Widerständen und 2 Dioden. Er lässt sich also grundsätzlich auch
diskret aufbauen.
Das Kernstück des NE555 ist ein RS-Flip-Flop. Dessen (Setz-) Eingang
wird durch den Komparator 2 gesteuert. Der Rücksetzeingang wird durch
den Komparator 1 oder den Reset-Anschluss gesteuert (logische
ODER-Funktion). Über den Reset-Eingang wird das RS-Flip-Flop immer
zurückgesetzt. Unabhängig davon, wie die anderen Eingänge beschaltet
sind. Damit das Zurücksetzen auslöst, reicht eine Spannung unterhalb
0,7V aus.
Die Komparatoren vergleichen jeweils zwei Spannungen, die an ihren
Eingängen anliegen. Jeweils ein Eingang hat ein voreingestelltes
Spannungsverhältnis. Diese Spannungsverhältnis wird durch den
dreiteiligen Spannungsteiler (3 Widerstände) hergestellt. Die drei
Widerstände haben jeweils den gleichen Wert. An ihnen teilt sich die
Betriebsspannung +VCC in drei gleich große Spannungen auf.
Diese Referenzspannungen werden für je einen Eingang der Komparatoren
abgegriffen. Einmal 1/3 der Betriebsspannung für den Komparator 2 und
2/3 der Betriebsspannung für den Komparator 1.
Wird am Trigger-Anschluss (2) eine Spannung angeschlossen, die kleiner
ist al 1/3 der Betriebsspannung, dann geht der Ausgang des Komparators 2
auf "1". Das RS-Flip-Flop wird gesetzt. Der Ausgang des NE555 (3) geht
auf "1".
Wird am Schwelleneingang (6) eine Spannung angeschlossen, die größer
ist, als 2/3 der Betriebsspannung, dann geht der Ausgang des Komparators
1 auf "1". Das RS-Flip-Flop wird zurückgesetzt. Der Ausgang des NE555
geht auf "0".
Bevor der Ausgang des Flip-Flops herausgeführt wird, erzeugt ein
invertierender Verstärker (Operationsverstärker) ein brauchbares Signal.
Alternativ steht ein Open-Kollektor-Ausgang zur Verfügung.
Beschaltung des Pin 5 (Control Voltage, CV)
Pin 5 (Control Voltage) ist ein Steuereingang. Er muss nicht
beschaltet werden. Das bedeutet, er bleibt offen. Allerdings muss er bei
schlechter Stabilisierung der Versorgungsspannung (+VCC) mit
einem kleinen Kondensator (10 nF) gegen GND geschaltet werden. Unter
anderem wird dabei auch verhindert, dass der NE555 anfängt zu schwingen.
Das merkt man daran, dass die Schaltung sehr seltsame Verhaltensweisen
aufzeigt, obwohl die Schaltung plausibel dimensioniert und richtig
aufgebaut ist. Deshalb hat fast jede noch so kleine Schaltung mit dem
NE555 einen Kondensator an Pin 5 gegen GND vorgesehen. Damit hält man
sich den Ärger schon von Anfang an fern.
Control Voltage hat auch noch eine andere Funktion. Wird daran eine Spannung zwischen 2/3 +VCC und +VCC angelegt, dann verlängert sich dadurch die interne Zykluszeit. Liegt die Spannung zwischen 0 und 1/3 +VCC, dann wird die Zeit kürzer.
Beschaltung des Pin 4 (Reset)
Der Rücksetzeingang des internen RS-Flip-Flops ist an Pin 4 (Reset)
herausgeführt. Dieser Eingang ist Low-aktiv. Das bedeutet, er muss mit
GND-Signal (0V) angesteuert werden, damit die Schaltung zurückgesetzt
wird. Da es sich um einen digitalen Eingang handelt, darf er nicht offen
bleiben. Sonst nimmt der NE555 unbeabsichtigte Zustände ein. Wird die
Funktion Reset schaltungstechnisch nicht bebraucht, dann muss der Pin 4
mit +VCC verbunden werden.
Beschaltung des Ausgangs (Pin 3)
Der Ausgang des NE555 hat eine Gegentaktendstufe. Das bedeutet, dass der Ausgang gegen +VCC oder GND geschaltet werden kann. Außerdem nimmt der NE555 entweder +VCC oder GND als Ausgangszustand an. Der Ausgang lässt sich so auf vielfältige Weise nutzen.
Wird der 555 in der CMOS-Variante verwendet, dann muss man auf den
Ausgangsstrom achten. Der ist nicht besonders groß. Ein Blick ins
Datenblatt ist sinnvoll. Im Regelfall muss immer eine Transistorstufe
nachgeschaltet werden. Beim Schalten größerer Lasten muss diese
Transistorstufe auf alle Fälle am Ausgang nachgeschaltet werden.
Will man das Ausgangssignal des Timers sichtbar machen, dann eignet
sich in der Regel eine Leuchtdiode dafür. Soll eine Leuchtdiode bei
einem positiven Impuls leuchten, dann muss die Leuchtdiode mit
Vorwiderstand vom Ausgang gegen GND geschaltet werden. Soll die
Leuchtdiode bei der Impulspause leuchten, dann muss die Leuchtdiode mit
Vorwiderstand vom Ausgang gegen +VCC geschaltet werden.
 |
 |
 |
Timer 555 mit Transistorstufe |
Timer 555 mit LED gegen +VCC
(leuchtet bei OUT = 0V)
|
Timer 555 mit LED gegen GND
(leuchtet bei OUT = +VCC) |
Anschlussbelegung/Pinbelegung: DIL-Gehäuse
Bedeutung |
555 |
5561 |
5562 |
555 (DIL8) |
556 (DIL14) |
Masse / GND |
1 | 7 |
 |
 |
Trigger | 2 | 6 | 8 |
Ausgang (OUT) |
3 | 5 | 9 |
Reset | 4 | 4 | 10 |
Steuerspannung (CV) |
5 | 3 | 11 |
Schaltschwelle (Treshold) |
6 | 2 | 12 |
Entladung (Discharge) |
7 | 1 | 13 |
Betriebsspannung / +VCC |
8 | 14 |
Herstellerabhängige Bauteilbezeichnungen
Hersteller |
Bezeichnung |
Typ |
Fairchild, verschiedene Hersteller | NE555 |
Bipolar |
Harris | HA555 |
Bipolar |
Philips Semiconductors | ECG955M |
Bipolar |
Motorola | MC1555 |
Bipolar |
Intersil |
CA555C |
Bipolar |
National Semiconductor (NSC) |
LM555CN |
Bipolar |
National Semiconductor (NSC) |
LMC555CN |
CMOS |
Texas Instruments (TI) |
SN72555 |
Bipolar |
Texas Instruments (TI) |
TLC555CP |
CMOS |
555 im Vergleich
Quelle: Texas Instruments
|
NA555 |
NE555 |
SA555 |
SE555 |
TLC555 |
max. Frequenz |
|
0,5 MHz |
0,5 MHz |
|
2,1 MHz |
min. +VCC |
4,5 V |
4,5 V |
4,5 V |
4,5 V |
2 V |
max. +VCC |
16 V |
16 V |
16 V |
18 V |
15 V |
Pin/Gehäuse |
8PDIP, 8SOIC |
8PDIP, 8SO, 8SOIC, 8TSSOP |
8PDIP, 8SOIC |
8PDIP, 8SOIC |
14TSSOP, 8PDIP, 8SO, 8SOIC |
Temperatur |
-40 bis 105 °C |
0 bis 70 °C |
-40 bis 85 °C |
-55 bis 125 °C |
-40 bis 125, -40 bis 85, 0 bis 70 °C |
Anwendungen des 555-Timers
- Taktgenerator
- Zeitschalter
- Speicherschaltungen
- Speziell die präzise CMOS-Version des 555-Timer eignet sich auch
als Schmitt-Trigger-Schaltung mit fix definierten Schaltschwellen von
1/3 x VCC und 2/3 x VCC.
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/test555.htm#camenzind_tot
LMC555 (CMOS) im Vergleich mit NE555 (bipolar)
Einleitung
Dies ist der erste Elektronik-Minikurs im neuen Jahr, im Jahr 2009. Er
ergänzt die bereits bestehenden Elektronik-Minikurse zum Thema der
555-Timer-ICs. Immer wieder werden in diesen Minikursen vereinzelt die
Vorteile der modernen CMOS- zur alten bipolaren Version hervorgehoben.
Dieser Elektronik-Minikurs fasst diese Vorteile zusammen, geht tiefer
auf einzelne wichtige Aspekte ein und rundet dieses Thema ab.
Neu in diesem Elektronik-Minikurs ist, dass es keine extra Linkliste
gibt. Dem Wikipedia ein ganz klein wenig abgeguckt, folgen wichtige
Links, die wesentlich zum Gesamtverständnis beitragen, an den
"neuralgischen" Stellen im Text. Ich bitte darum diesen Vorteil zu
nutzen. Ein Klick mit der linken Maustaste öffnet stets ein neues
Fenster, das einem das fast gleichzeitige Weiterlesen im
Ursprungsfenster erlaubt.
Das ELKO-Forum und der 555er
Im
Elektronik-Forum des
ELektronik-KOmpendium ist das Thema NE555 und LMC555 ein
Dauerbrenner. Es gibt wahrscheinlich kein anderes IC, das derart
häufig und intensiv diskutiert wird. Dieser Elektronik-Minikurs soll
einige wichtige Fragen beantworten und damit versuchen zukünftig den
555er-Trafic im ELKO-Forum etwas einzuschränken.
Das eigentliche Problem besteht darin, dass der alte NE555 bei vielen
Elektronik-Aktivisten im Bewusstsein fest zementiert ist. Die moderne
und mit vielen Vorteilen behaftete CMOS-Version findet daher nur mit
Mühe Zugang. Viele wissen wahrscheinlich gar nicht, dass es die
CMOS-Version seit sehr langer Zeit bereits gibt. Es geht hier also
darum, mehr Licht ins Dunkel zu bringen. Es geht dabei um die
Unterschiede im Bereich des Leistungsverbrauchs, der Stromimpulse auf
der Speiseleitung und deren Folgen für die Beschaltung, der maximalen
Ausgangsströme und maximalen Taktfrequenzen, sowie die 555er-Endstufe
CMOS kontra Bipolar und die Aussteuerfähigkeit der Ausgangsspannung.
Eine ganze Pallette von Themen, wie man sieht und die Praxis kommt
ganz bestimmt nicht zu kurz!
Historisches zum 555er
Es begann alles mit dem NE555, dem ersten 555-Timer-IC im achtpoligen
Dual-In-Line-Gehäuse anfangs der 1970er-Jahre, als der
Schweizer Hans R. Camenzind von der Firma Signetics mit dem Design
beauftragt wurde. Es lohnt sich dafür im
Wikipedia
die Erfolgsgeschichte des NE555
nachzulesen. Ab 1973 war der "555" jedes Jahr das meistverkaufte IC der
Welt. 2003, mehr als 30 Jahre später, betrug die Jahresproduktion etwa
eine Milliarde Stück. Eine wahre Erfolgsgeschichte!
Die 1980er-Jahre gingen als "das Jahrzehnt des CMOS", ein Slogan von
Motorola, in die Geschichte der modernen Elektronik ein. Die Bezeichnung
Morgendämmerung der CMOS-Technologie finde ich allerdings
passender, weil mit den 1980er-Jahren begann die stürmische Entwicklung
der CMOS-Technolgie, die bis heute, mit immer höheren
Integrationsdichten und immer kleineren Strukturen, ungebrochen anhält.
Für die CMOS-Version des 555-Timer-IC bedeutet dies, mit all den vielen
Vorteilen von der CMOS- gegenüber der bipolaren Technologie, einen
enormen Inovationsschub. Diese Vorteile der CMOS-Version sollen uns in
diesem 555er-Elektronik-Minikurs ständig begleiten und auf diese Weise
einen roten Faden für uns sein.
Für die CMOS-Version beschreibe ich hier den
LMC555 von National-Semiconductor-Corporation (NSC). Der
TLC555 von
Texas-Instruments (TI) ist im Wesentlichen identisch. Wenn von der alten
bipolaren Version die Rede ist, wird der Standarttyp
NE555 genannt. Der LM555 ist elektrisch und
pin-kompatibel zum NE555. Falls die Links dieser genannten Datenblätter
nicht mehr gültig sind, suche man diese bitte selbst mit einer
Suchmaschine.
Vorteil: Weniger Leistung, besser für Batteriebetrieb
Es ist hinreichend bekannt, dass digitale integrierte Schaltungen in
bipolarer Technologie, auch dann signifikant Leistung konsumieren, wenn
gar kein Schaltvorgang vorliegt, d.h. keine Taktfrequenz wirkt. Der
logische Zustand ist also entweder auf dem HIGH- oder LOW-Pegel. Ganz im
Gegensatz zu digitalen integrierten Schaltungen in CMOS-Technologie.
Genau so verhält es sich im Vergleich des LMC555 (CMOS) zum NE555
(bipolar).

Bild 1 illustriert dies mit dem Beispiel einer Betriebsspannung von +12
VDC. Da es stets selbe Betriebsspannung +Ub ist, genügen Vergleiche mit
dem Betriebsstrom anstelle der Leistung. Während bei bipolaren ICs der
Betriebsstrom (Supply-Current) mit Icc bezeichnet wird, kommt bei
CMOS-ICs IDD zum Einsatz. Um es einfacher zu
machen, ist der Betriebstrom stets mit I bezeichnet oder mit einem
Stromrichtungspfeil mit Angabe des Stromes markiert. Die
Betriebsspannung ist mit +Ub für positive, -Ub für negative und ±Ub für
symmetrische Spannungswerte angegeben.
Bild 1 zeigt den LMC555 und den NE555 in der Funktion als
Schmitt-Trigger. Wie das
funktioniert, liest man im soeben genannten Link zu einem
Elektronik-Minikurs. Der Ruhe- oder Aktivzustand eines LMC555 oder NE555
kann man in der Funktion als Generator zeigen, der an Pin 4 aus- oder
eingeschaltet wird oder in der Funktion als Schmitt-Trigger, bei dem ein
ruhender logischer Pegel (DC-Spannung) an Ue liegt, der einen
inverierten ebenfalls ruhenden logischen Pegel (DC-Spannung) an Ua
erzeugt. Aktiv gilt, wenn eine Wechselspannung (AC-Spannung) an Ue am
Ausgang Ua eine rechteckförmige Ausgangspannung erzeugt, die zu Ua
ebenfalls invertiert ist. Die Form der AC-Spannung an Ue ist egal,
wichtig ist, dass die Spitzenwerte den obereren und unteren Triggerpegel
über- bzw. unterschreiten. Über solche Details liest man im soeben
genannten Link. Symbolisch wird in Teilbild 1.2 jeweils ein
Dreiecksignal angedeutet.
Die beiden Teilbilder 1.1a und 1.1b zeigen den LMC555 und den NE555 mit
je einem logischen HIGH oder LOW an Ue und invertiert dazu LOW oder HIGH
an Ua. Ein ganz wichtiger Vorteil erkennt man sogleich. Der Ruhestrom
beträgt beim LMC555 mit 0.15 mA nur 1.8 % vom Ruhestrom des NE555 mit
etwa 8 mA. Das zeigt, dass der LMC555 klarer Sieger ist, wenn
Batteriebetrieb zur Anwendung kommt. Der kritische Leser fragt
sich allerdings, warum der Ruhestrom beim LMC555 nicht praktisch Null
ist. So ist es schliesslich bei allen CMOS-Familien ICs. Nur, das stimmt
nicht ganz. Bei einem Monoflopp, z.B. CD4538 (Dual Monoflop), beträgt
die Ruhestrom zwischen maximal 0.3 und 2 mA bei einer Betriebsspannung
von 10 VDC. Der Grund liegt daran, dass ein Teil der Schaltung (u.a.
Referenz-Teil) im analogen Bereich arbeiten muss. Beim LMC555 betrifft
dies die drei internen Widerstände zwischen +Ub und GND, welche die
Triggerspannungen definieren und die beiden Komparatoren.
Die beiden Teilbilder 1.2a und 1.2b zeigen die selben Schaltungen noch
einmal, jedoch eingangsseitig an Ue mit einer AC-Spannung die am Ausgang
Ua eine Rechteckspannung, auf Grund der Schmitt-Trigger-Funktion,
erzeugt. Wir wollen wissen, wie sich das auf den Strombereich auswirkt.
Der langen Rede kurzer Sinn, auch hier ist die CMOS-Version klar
überlegen. Bei der Maximalfrequenz von 6 MHz verbraucht der LMC555 7 mA
und bei 1 MHz sind es nur noch 1.5 mA. Diese Frequenz ist fast doppelt
so hoch wie die Maximalfrequenz des NE555, wobei der Strom nur 2.5 %,
1.5 mA anstatt 60 mA, ausmacht. Der LMC555 braucht bei 6 MHz etwa 1 mA
weniger als der NE555 im Ruhezustand. Man beachte die punktierte Linie.
Vergleicht man den Stromverbrauch bei den Maximalfrequenzen von LMC555
(6 MHz) und NE555 (600 kHz), begnügt sich der LMC555 mit 12% in Relation
zum NE555 (Teilbild 1.2b). Während beim LMC555 der Strom beinahe
proportional zur Frequenz zunimmt, ist beim NE555 die Stromzunahme vom
unteren bis in den mittleren 10-kHz-Frequenzbereich nur minimal, weil da
der relativ hohe Ruhestrom von 8 mA dominiert.
Gemäss Datenblatt des LMC555 beträgt die Maximalfrequenz 3 MHz. Bezogen
ist dies auf eine Betriebsspannung von +5 VDC. Bei +12 VDC ist leicht
das doppelte erreichbar. Betreffs dieser 6 MHz beim LMC555 und 600 kHz
beim NE555, bei +12 VDC, zeigen sich die Grenzen der Frequenzen optisch
durch das Mass der Verzerrung des Rechtecksignales. Ich empfehle, dies
selbst mit einem Oszilloskopen zu erfahren. Damit man den Ausgang des IC
kapazitiv nicht unnötig belastet, muss man eine niederkapazitive
Mess-Sonde benutzen. Diese haben in der Regel in der Sonde einen
Spannungsteiler von 1:10.
Teilbilder 1.3a und 1.3b führen uns noch einmal zurück zu den
Unterschieden zwischen dem Ruhestrom des LMC555 (CMOS) und des NE555
(bipolar). Was ist die Ursache davon? Eine Ursache kann man leicht
erkennen, wenn man das Innenleben (Schaltung) des LMC555 mit dem des
NE555 vergleicht. Bei CMOS-Schaltungen werden für Endstufen
symmetrisch beschaltete N- und P-Kanal-MOSFETs eingesetzt. Solche Stufen
brauchen, wenn am Anschluss ausserhalb nicht belastet, im Ruhezustand
keinen Strom, weil nur der eine
MOSFET leitend und der andere
gesperrt ist, wie dies Teilbild 1.3a zeigt. Es ist die Wiedergabe der
Ausgangsstufe des LMC555. Mit HIGH und LOW für Pegel und ON und OFF für
den Zustand der MOSFETs ist dies an einem Beispiel illustriert. Beim
Anschluss DISCHARGE steht OPEN, weil es ein Open-Drain-Ausgang ist. Ein
HIGH-Pegel kann es nur geben, wenn zwischen +Ub und Ua eine Last, z.B.
ein Pullup-Widerstand,
angeschlossen ist. Darum die Angabe HIGH in Klammern.
Ganz anders arbeitet die Ausgangsstufe des NE555. Betrachten wir
Teilbild 1.3b, so fällt uns auf, dass die Ausgangsstufe nur mit
NPN-Transistoren realisiert ist. Dies hat zur Folge, dass der
Betriebsstrom etwas höher ist, wenn Ua auf LOW-Pegel liegt. Dies kommt
davon, dass durch R12 ein zusätzlicher Strom fliesst, wenn Ua auf LOW
liegt. Q20 und Q24 sind leitend. Der Strom fliesst von +Ub über R12,
Q20, R14 und Q24 nach GND. Bei +12 VDC an +Ub bedeutet dies, dass der
Strom zusätzlich etwa 1.6 mA beträgt. Dieser Strom fliesst nicht, wenn
Ua auf HIGH liegt. Der restliche Ruhestrom verbraucht die verbleibende
Schaltung des NE555. Abgesehen vom Vergleich zwischen den Endstufen
enthalten LMC555 und NE555 diverse Stromquellen und Stromspiegel. Die
Summe dieser Ströme sind beim LMC555 wesentlich niedriger, obwohl dessen
Schaltung eine höhere Maximalfrequenz ermöglicht als die des NE555.
LMC555 mit 1.5V-Batterie?
Aber nicht nur betreffs des Betriebsstromes ist der LMC555 dem NE555
überlegen. Der LMC555 ist auch überlegen beim Vergleich der minimalen
Betriebspannung. Während der NE555 eine minimale Betriebsspannung von
4.5 VDC zulässt, ist der LMC555 mit 1.5 VDC zufrieden. Das bedeutet,
dass der LMC555 mit einer 1.5V-Batterie einsatzfähig wäre. Ob dem
wirklich so ist, geht aus dem Datenblatt des LMC555 nicht hervor, denn
man liest nichts darüber bei welcher unteren Betriebsspannung der
LMC555 seinen Dienst versagt. Diese Information würde erklären, wie
stark eine 1.5V-Batterie entladen werden darf, ohne den Betrieb des
LMC555 zu gefährden. Ich werde gelegentlich dieser Frage experimentell
nachgehen und gegebenenfalls diesen Elektronik-Minikurs entsprechend
updaten. In diesem Punkt unterscheidet sich der LMC555 vom TLC555
(beide IC in CMOS), der eine untere Betriebsspannung von 2 VDC
spezifiziert.
Zur Speisung des LMC555 und NE555: Es fällt auf, dass der LMC555 nur
einen nichtelektrolytischen Kondensator als Blockkondensator Ck
aufweist, während der NE555 noch extra einen Elektrolytkondensator CkX
(X für extra) hat. Es gibt dafür einen wichtigen Grund, der im folgenden
Kapitel mit Bild 2 thematisiert ist.
Zu grosse Stromimpulse auf der Speiseleitung
Warum gibt es Stromimpulse auf Speiseleitungen? Sie entstehen durch das
Umschalten des Ausgangspegels an Ua. Wenn der Pegel umschaltet, leiten
im mittleren Spannungsbereich an Ua kurzzeitig beide Transistoren. In
Teilbild 1.3a (LMC555) sind dies T3 (P-Kanal-MOSFET) und T4
(N-Kanal-MOSFET) und in Teilbild 1.3b Q22 und Q24 (beides
NPN-Transistoren). Diese impulsartigen kurzzeitigen Ströme sind mit Bild
2 thematisiert.

Es ist nicht nur so, dass der LMC555 viel weniger Strom konsumiert als
der NE555, auch die Stromimpulse auf der Leitung der Betriebsspannung
+Ub haben eine wesentlich kleinere Amplitude und dies erst noch bei
kürzerer Impulszeit. Dies hat zur Folge, dass beim LMC555
Blockkondensatoren Ck mit kleinen Werten von etwa 100 nF
(Keramik-Multilayer) genügen. Der NE555 gibt sich damit nicht zufrieden
und quittiert eine derart niedrige Kapazität mit querulantem
Störverhalten. Teilbild 2.1 wiederholt grundsätzlich die Schaltung von
Teilbild 1.2, jedoch mit dem Unterschied, dass in der Speiseleitung +Ub
ein niederohmiger Widerstand Rsh (sh = Shunt) eingebaut ist, um an ihm
die Spannungsimpulse zu messen, damit man diese in Stromimpulse umrechnen
kann.
Für Rsh von Teilbild 2.1a (LMC555) empfehlen sich 10 Ohm (niedriger
Stromimpuls) und für Teilbild 2.1b (NE555) genügen 1 Ohm (höherer
Stromimpuls). Im Prinzip müsste man den GND des Oszilloskops mit +Ub und
den Signalleiter mit dem Knotenpunkt Rsh/Pin8 verbinden, weil man die
Spannung über Rsh messen will. Man will jedoch die Spannungsimpulse über
Rsh mit der Rechteckspannung an Ua synchronisieren und beide anzeigen.
Ua ist aber mit dem GND der 555-Schaltung referenziert. Beides zu
realisieren ist logischerweise unmöglich. Trotzdem ist die Lösung
einfach, weil uns nur die dynamischen Vorgänge interessieren, - die
Spannungs-, bzw. Stromimpulse. Deshalb können wir mit Ua auch Ush auf
GND beziehen, wenn wir dafür sorgen, dass die Impedanz zwischen +Ub und
GND so niederohmig wie nötig ist. Dafür sorgen Ck beim LMC555 und Ck mit
CkX beim NE555. Ck sollte immer ein Keramikmultilayer-Kondensator sein.
Er hat eine sehr niedrige parasitäre Eigeninduktivität. Deshalb eignet
er sich zur Erzeugung von besonders niedriger Impedanzen bei hohen
Frequenzanteilen und steilen Spannungs- und Stromflanken. Das trifft
hier vor allem auf LMC555 zu. Beim NE555 braucht es parallel dazu noch
einen Elko mit etwa 10µF (es dürfen auch mehr sein!), weil dieser
langsamer arbeitet. Auf diese Weise ist eine wesentlich höhere
Frequenzbandbreite mit niedriger Impedanz ausgestattet. Genau die selben
Argumente für Ck und CkX gelten für Bild 1, nur mit dem Unterschied,
dass dort kein Shuntwiderstand Rsh im Einsatz ist.
Die folgenden Messungen mit LMC555 wurden an nur je 10 Exemplaren
durchgeführt. Im Prinzip ist das nicht repräsentativ, praktisch gesehen
aber trotzdem, weil hier nur grosse Unterschiede interessieren. Die
Wertestreuungen innnerhalb des selben IC-Typs sind signifikant
niedriger.
Messschaltungen: Teilbilder 2.1a und 2.1b zeigen zwei fast
identische Schaltungen mit dem geringfügigen Unterschied in den
Widerstandswerten von Rsh. Begründung siehe weiter oben. Kanal A des
Oszilloskops ist mit Ua verbunden. Die Triggerung erfolgt auf Ua, also
mit Kanal A. Kanal B dient der Messung von Ush. Es empfielt für beide
Kanäle je eine abgschirmte Leitung zu verwenden, die beim Oszilloskopen
mit den GNDs durch die BNC-Buchsen und bei der Messschaltung mit GND
verbunden ist. Zeichnerisch lässt sich das hier nicht so gut darstellen.
Diagramme: Die Diagramme sprechen für sich selbst. Die
Unterschiede betreffs Stromimpulse und Impulsdauer zeigen sich deutlich:
50 mA und 20 ns beim LMC555 zu 700 mA und 200 ns beim NE555. Interessant
dabei ist, dass der LMC555 bei der steigenden Flanke an Ua einen doppelt
so grossen Stromimpuls erzeugt als bei der fallenden Flanke. Diese
Asymmetrie wird darauf zurück zu führen sein, dass der N-Kanal- und der
P-Kanal-MOSFET der Endstufe etwas unterschiedlich sind. Während der
P-Kanal-MOSET nur einem maximalen Strom von 10 mA abgeben
(Source-Current) darf, ist es dem N-Kanal-MOSFET erlaubt 50 mA
aufzunehmen (Sink-Current). Noch viel extremer zeigt sich der NE555.
Während die steigende Flanke an Ua einen massiven Stromimpuls erzeugt,
passiert bei der fallenden Flanke gar nichts. Das muss einem allerdings
auch nicht wundern, weil asymmetrischer kann eine Endstufe kaum noch
realisiert werden, wie dies Teilbild 1.3b im Verhältnis zu Teilbild
1.3a illustriert.
Ausgangsspannungen und Ausgangsströme
Eine CMOS-Endstufe hat sogenannte Rail-to-Rail-Eigenschaft. Also hat
diese Eigenschaft die Endstufe des LMC555. Dies allerdings nur dann,
wenn der CMOS-Ausgang Ua un- oder nur sehr schwach belastet ist. Bild 3
zeigt die Situation der Ausgangsspannung bei unterschiedlichen
Lastströmen. Die Werte sind mit einer Tabelle zusammengefasst. Bild 4
zeigt weiter unten das selbe, jedoch mit der bipolaren Endstufe des
NE555, die auch ohne äussere Last, keine Rail-to-Rail-Eigenschaft
aufweist. Wir kommen zunächst zu Bild 3 mit dem LMC555:

Bild 3 zeigt links die Messschaltung mit dem LMC555, in der Mitte eine
Strom/Spannungs-Tabelle mit einigen diskreten Werten und weiter rechts
die CMOS-Endstufe des LMC555. Diese ist stark vereinfacht, so dass sie
gerade für die Erklärung, die hier nötig ist, ausreicht. Die
Messschaltung beinhaltet eine Spannungsmessung U. Diese soll hochohmig
(elektronisches Multimeter) erfolgen, damit dieses Instrument Ua nicht
zusätzlich belastet und das Messergebnis verfälscht. Nach der
Spannungsmessung erfolgt, vorzugsweise ebenfalls mit einem Multimeter,
die Strommessung für ISOURCE in Teilbild 3.1 und
ISINK in Teilbild 3.2 und ein variabler Widerstand
um die Stromwerte einzustellen. Gezeichnet ist ein Potmeter P, man kann
aber ebensogut eine Widerstandsdekade verwenden. Diese sind in der Regel
mit 1 Watt belastbar, das für dieses Experiment längst ausreicht.
Teilbild 3.1 zeigt die Stromquellenmessung. Ua liegt auf HIGH-Pegel und
das heisst, MOSFET T3 ist ein- und MOSFET T4 ist ausgeschaltet. Ausgang
Ua liefert den Strom ISOURCE durch das
Strommessgerät I und über Potmeter P in Richtung GND. Teilbild 3.2 ist
gleich angeordnet. Es besteht nur der Unterschied, dass Ua den Strom
nicht liefert, sondern empfängt, und dies von +Ub über Potmeter P und
das Strommessgerät I. Es ist also eine Stromsenke ISINK. In der Funktion der Stromsenke ist der MOSFET T4
ein- und der MOSFET T3 ausgeschaltet.
Die MOSFETs verhalten sich wie Widerstände, jedoch nur unterhalb eines
gewissen Stroms quasi linear. Es geht hier aber um etwas anderes. Man
muss verstehen, dass die Widerstandseigenschaft auch dann gilt, wenn
an Ua auch eine noch so kleine Spannung von aussen angelegt wird. Die
Drain-Source-Strecke des leitenden MOSFET regiert mit einem noch so
kleinen Strom auf diese noch so kleine Spannung. Und genau deshalb ist
der HIGH- oder LOW-Pegel auch ohne äussere Last klar definiert. Bei
einer bipolaren Endstufe, wie beim NE555 (siehe weiter unten Bild 4
rechts) ist das nicht so. Für den LOW-Pegel gilt: Unterhalb einer
gewissen Kollektor-Emitter-Spannung, die zwar sehr klein sein kann,
sperrt der Transistor durch seine bipolare Eigenschaft.
Die Tabelle: Betrachten wir die Situation wenn Ua = HIGH. Ohne
Strom oder wenn dieser nur wenige zehn µA beträgt, liegt die Spannung an
Ua bei +Ub, +12 VDC. Bei 1 mA ist die Spannung um 0.1 VDC niedriger, bei
10 mA beträgt der Spannungsabfall rund 1 VDC. Die Werte sind jeweils auf
eine Kommastelle auf- oder abgerundet. Das !-Zeichen macht darauf
aufmerksam, dass mit 10 mA gemäss Datenblatt der maximal zulässige Strom
erreicht ist. Es kommt jetzt sehr genau darauf an, ob man diesen relativ
niedrigen Maximalstrom einhalten will. Man bedenke, die Verlustleistung
beträgt dabei nur etwa 10 mW. Kaum der Rede wert. Selbst bei 20 mA
beträgt die Verlustleistung erst 40 mW, bei einer Spannungseinbusse von
2 VDC. Fragt sich, was darf man denn diesem LMC555 im DIL-Gehäuse an
Verlustleistung zumuten? So liest man unter "Absolut Maximum
Rating" 1126 mW, also fast 30 mal mehr. Also ist es aus praktischer
Überlegung möglich ein Relais mit einem Spulenstrom von 20 mA zu
betreiben. Allerdings für ein 12V-Relais müsste +Ub dann auf +14 VDC
oder +15 VDC angehoben werden. Einem modernen 12V-DIL-Leistungsrelais
(Kontakt: 250VAC/6A) genügt ein Spulenstrom von eher etwas weniger als
20 mA.
Relais direkt am LMC555: Das heisst, man benötigt keinen
zusätzlichen Transistor, man muss nicht auf den alten NE555 ausweichen
und man hat den grossen Vorteil, dass der Stromverbrauch bei
ausgeschaltetem Relais sehr niedrig ist, weil der LMC555 sehr
stromsparend ist. Das Prinzip dieser Relaisansteuerung ist in der Skizze
von Teilbild 3.1 rechts aussen angedeutet. Natürlich muss man beifügen,
dass diese Stromüberhöhung, trotz keiner rationalen Bedenken, je nach
Anwendung, trotzdem nicht zulässig ist, wenn man streng nach
industriellen Vorgaben arbeiten muss. Dann gelten streng die Werte des
IC-Hersteller-Datenblattes. :-(
Teilbild 3.2 zeigt die Spannungssituation an Ua, wenn der Strom
ISINK von +Ub über P und Strommessgerät I nach Ua
fliesst. MOSFET T4 ist eingeschaltet. 50 mA ist der Maximalwert und dies
ist mit dem !-Zeichen markiert. Vergleicht man die Maximalstromwerte
zwischen der oberen und unteren Tabelle, fällt auf, dass die
Drain-Source-Spannung beider MOSFETs etwa gleich gross ist. Da dies bei
T4 bei 50 mA (Teilbild 3.2) und bei T3 (Teilbild 3.1) bei 10 mA
auftritt, erkennt man, dass T4 der "stärkere" MOSFET ist. Dazu liest man
im Datenblatt des TLC555: While the CMOS output is capable of sinking
over 100 mA and sourcing over 10 mA, the TLC555 exhibits greatly reduced
supply-current spikes during output transitions. This minimizes the need
for the large decoupling capacitors required by the NE555. Es ist
also klar, dass auch 100 mA als Funktion der Stromsenke zulässig sind.
Die Frage wäre also durchaus berechtigt, warum denn
ISOURCE nicht auch von 10 mA auf 20 mA verdoppelt
werden darf. Ich würde es tun... ;-)

Bild 4 mit NE555: Zu den Unterschieden zu Bild 3. Der NE555 ist
mit bipolaren Transistoren aufgebaut, der LMC555 mit MOSFETs. Daraus
ergeben sich signifikante Unterschiede zu den HIGH- und
LOW-Pegelspannungen an Ua wie die Strom/Spannungs-Tabellen zeigen.
Während beim LMC555 die unbelastete Ausgangsspannung des HIGH-Pegels der
Betriebsspannung +Ub entspricht, ist dies beim NE555 nicht möglich, weil
bei der Endstufe die beiden NPN-Transistoren Q21 und Q22 eine
Darlingtonstufe bewirken. Q21 und Q22 sind rechts in Bild 4
einfachheitshalber als einen Transistor mit zwei verbundenen Kollektoren
dargestellt. In Teilbild 1.3b kann man die ganze Schaltung sehen.
Teilbild 4.1: Selbst wenn kein Strom aus Ua fliesst, müsste die
Ausgangsspannung etwa zwei Diodenflussspannungen (zwei mal Basis-Emitter
in Serie) niedriger als +Ub sein, also etwa 10.6 bis 10.8 VDC sein. Dass
diese Spannung jedoch 11.4 VDC betägt und so nur einer
Diodenflussspannung entspricht, hat damit zu tun, dass R13 (Teilbild
1.3b) die Basis-Emitter-Strecke von Q22 überbrückt. Das gilt aber nur
für einen sehr niedrigen Strom. Bereits bei 1 mA beträgt Ua 10.7 VDC.
Das ist 1.3 VDC unter +Ub und das zeigt, dass der Darlington mit Q21 und
Q22 voll in Funktion ist. Das bleibt auch so bis zu einem Strom von 20
mA. Die Spannung über der Darlingtonstufe Q21 und Q22 bleibt zwischen
1.3 VDC und 1.6 VDC. Danach macht diese Darlingtonstufe jedoch nicht
mehr so recht mit. Die Spannung an Ua fällt zusehends. Beim maximal
zulässigen Strom von 200 mA gemäss Datenblatt "... and the output
structure can source or sink up to 200mA" ist Ua auf 8.3 VDC
reduziert. Über dem Darlington liegt eine Spannung von 3.7 VDC. Diese
Schaltung ist damit grundsätzlich überfordert. Aber verboten ist das
natürlich nicht, wenn dadurch die maximal zulässige Verlustleitung
innerhalb der zulässigen Betriebsspannung nicht überschritten wird.
Trotzdem, so ganz sauber ist diese Sache nicht. Ich erwähne dies ganz
speziell deshalb, weil immer wieder behauptet wird, dass der ganz grosse
Vorteil des NE555, ob als Stromquelle oder als Stromsenke, darin liegt,
dass die an Ua (Pin 3) symmetrisch mit 200 mA belastet werden kann. Dass
dem nicht ganz so ist, schwächt den diskrimierenden Vergleich zur
CMOS-Version LMC555 erheblich. Der LMC555 punktet auch hier!
Teilbild 4.2: Wir sehen hier, dass der selbe Strom von 200 mA die
Endstufe wesentlich weniger belastet. Das kommt davon, dass Q24 als
Emitterschaltung arbeitet und gut durchgesteuert wird, so dass eine
niedrige Kollektor-Emitter-Spannung entsteht. Bei einem Kollektorstrom
ISINK von 20 mA beträgt diese nur 0.1 VDC. Bei den
erlaubten maximalen 200 mA beträgt diese Kollektor-Emitter-Spannung
(Spannung an Ua) jedoch 1.3 VDC. Das ist trotzdem wesentlich weniger als
der Spannungsabfall über Q21 und Q22 mit 3.7 VDC. Im Prinzip wäre es
also leistungsmässig verantwortbar, wenn man den maximalen Strom für
ISINK auch höher ansetzt als diese 200 mA.
Leistungsmässig ja, aber man weiss nichts darüber, ob die Bondierung
zwischen Chip und Anschlusspin (Pin 3) einen Strom von wesentlich mehr
als 200 mA aushält. Trotzdem, assymetrisch ist die Endstufe genauso wie
bei der CMOS-Version mit dem LMC555. Es bleibt aber der einzige Vorteil
des bipoalen NE555, dass er einen grösseren Strom treiben kann, falls
man auf einen zusätzlichen kleinen Transistor als Treiberstufe unbedingt
verzichten will, weil es bei einer Serieproduktion auf jeden Cent
ankommt...
Rechteckgenerator, einfacher und trotzdem besser!

Ob mit dem LMC555 oder mit dem NE555, mit beiden kann man die selben
Timer/Oszillator-Funktionen realisieren und das sind der monostabile und
der astabile Multivibrator. Der LMC555 bietet, weil in CMOS realisiert,
die Möglichkeit, das zeit- oder frequenzbestimmende RC-Netzwerk mit
wesentlich höherer Impedanz zu gestalten. Das heisst praktisch
formuliert, es sind sehr hochohmige R-Werte und ebenso niederkapazitive
C-Werte möglich. Der Elektronik-Minikurs
555-CMOS-Timer,
auch für lange Zeiten
geht auf dieses Thema speziell ein. Beim LMC555 und beim NE555 ist es
möglich mit dem Eingang CONTROL-VOLTAGE einen Pulsbreitenmodulator
(PWM) zu realisieren. Es gibt allerdings eine besonders elegante und
sehr einfache Form eine zeitsymmetrische Rechteckspannung zu
realisieren, die nur die CMOS-Version LMC555
ermöglicht. Zeitsymmetrisch heisst t1 = t2 und das bedeutet t1/(t1+t2)
oder t2/(t1+t2) haben ein sehr genaues Tastverhältnis von 0.5. Siehe
Impulsdiagramme in Bild 5. Dass dieses Tastverhältnis nicht absolut
einen Wert von 0.5 haben kann, hat etwas mit den Toleranzen der drei
IC-internen Widerständen zu tun, welche die obere und untere
Triggerschwelle erzeugen und die äquivalente DC-Offsetspannung an den
Eingängen der Komparatoren KA und KB spielt auch eine gewisse
Rolle. Diese Einfüsse sind aber minimal. Darum kann man guten
Gewissens sagen, dass nur ein getaktetes Toggle-Flipflop die präzisere
Zeitsymmetrie der Rechteckspannung aufweist. Natürlich nur, wenn der
Taktgenerator, der das T-Flipflop steuert, stabil genug arbeitet. Der
NE555 kann ein zeitsymmetrisches Rechtecksignal nicht so leicht
erzeugen. Wir werden gleich erkennen warum das so ist.
Wir beginnen in Teilbild 5.1 mit dem LMC555. Wir wissen aus Teilbild
1.3, dass eine CMOS-Ausgangsstufe Rail-to-Rail-fähig ist. Das heisst un-
oder nur wenig belastet, erreicht Ua für den HIGH-Pegel praktisch +Ub
und für den LOW-Pegel GND. Genau das macht es sehr einfach mit nur einem
Widerstand (RT) und einem Kondensator (CT) einen astabilen Multivibrator
mit hoher Zeitsymmetrie (Tastverhältnis = 0.5) zu realisieren und dazu
braucht man den integrierten MOSFET T an Pin7 (DISCHARGE) nicht, der
sonst üblicherweise zum Entladen von CT vorgesehen ist. Das kommt der
Anwendung zu Gute. Man kann Pin 7 als Opendrain-Ausgang z.B. zur Ansteuerung
eines Relais verwenden und so Pin 3 nicht unnötig belasten, was der
stabilen Takfrequenz zugute kommt. Das Relais ist mit der schützenden
Freilaufdiode in Teilbild 5.1 angedeutet. Die Betriebsspannung für das
Relais ist mit +UbX angegeben. Das bedeutet, dass diese Betriebsspannung
keineswegs der Betriebsspannung +Ub der Schaltung entsprechen muss. Sie
kann, der Nennspannung des Relais angepasst, höher oder niedriger sein.
Gemäss Datenblatt dürfen aber keinesfalls +15 VDC übrschritten werden!
Höher frequenter Einsatz: Die Schaltung in Teilbild 5.1 kann auch
für hohe Frequenzen im MHz-Bereich eingesetzt werden. Bei der
Maximalfrequenz von 3 MHz, gemäss Datenblatt, ergeben sich nach der
Formel in Teilbild 5.1 RT = 2.31 k-Ohm (1%-Widerstand) und CT = 100 pF.
Um das 50%-Tastverhältnis aufrecht zu erhalten, sollte RT nicht
niedriger als etwa 2 k-Ohm sein. D.h., dass bei 2 k-Ohm optisch auf dem
Oszilloskop gerade noch keine nennenswerte Abweichung festzustellen ist.
Sehr oft ist allerdings gar kein genaues 50%-Tastverhältnis nötig und
trotzdem lohnt es sich den LMC555 einzusetzen. Ganz besonders wenn die
Frequenz variabel einstellbar sein muss, z.B. zwecks genauem Abgleich,
ausser die Stabilität reicht für die Anwendung nicht und es kommt nur
eine Generatorschaltung mit einer quarzstabilen Referenz in Frage. Dann
aber ist der Aufwand schnell wesentlich grösser.
Wir kommen zu Teilbild 5.2 mit der NE555-Schaltung als astabilen
Multivibrator und dem kläglichen Versuch eine zeitsymmetrische
Rechteckspannung präzis zu realisieren. Diese einfache Methode von
Teilbild 5.1 geht hier nicht, weil die Spannung an Ua nicht
Rail-to-Rail-fähig ist. Dies ist weiter oben in Zusammenhang von
Teilbild 1.3b ausführlich erklärt. Es bleibt also nur die Methode mit
der Entladung von CT durch T, dem integrierten NPN-Transistor. Diode D
ist vorläufig noch nicht im Einsatz. So entspricht die Schaltung, wie
sie das Datenblatt des NE555 wiedergibt. Wenn die Lade- und Entladezeit
von CT gleich lang dauern soll, muss RT1 im Verhältnis zu RT2 sehr
niederohmig sein, damit möglichst nur RT2 an der Ladung beteiligt ist.
Beim Entladen schaltet T ein und nur über RT2 wird CT entladen. Der
grosse Nachteil dabei ist, dass der notwendig niederohmige RT1 stark
belastet wird und die Sättigungsspannung der Kollektor-Emitter-Strecke
von T erhöht ist. Keine saubere Lösung.
Jetzt kommt D2 dazu. Mal sehen was dieser Trick bringt. Eigentlich ganz
einfach, wenn RT1 = RT2, haben wir eine gewisse Annäherung zu einem
zeitsymmetrischen Rechtecksignal. Über RT1 und D wird CT geladen und
wenn die Triggerschwelle von KA erreicht ist, schaltet T ein und CT
entladet sich über RT2 und T nach GND. Wegen der Durchfluss-Spannung von
D ist die Ladezeit etwas länger als die Entladezeit. Das lässt sich durch
Anpassung von RT1 oder RT2 kompensieren. Allerdings verschlechtert diese
Diode D signifikant die auch noch gute Temperaturstabilität des NE555,
die mit 150ppm/K gerade halb so gut ist, wie die des LMC555. Man erkennt
es, vor allem wenn es um Vorteile der Präzision, Stabilität und
Einfachheit geht, bleibt auch hier die CMOS-Variante des 555er, der
LMC555, der klare Sieger!
LMC555 steuert SC-Filter
Zum Schluss noch etwas Spezielles. Es zeigt an einem Beispiel wozu man
den LMC555 als Präzisionstaktgeber einsetzen kann. Er kommt zum Einsatz
in einem medizinischen Forschungsgerät zum intramuskulären Messen und
Aufzeichnen von EMG-Signalen.
Vorgestellt wird hier in groben Zügen ein Blockschaltbild des
Filterteils.
Weiter oben zu Teilbild 5.1 wird erklärt, dass es wegen der
Frequenzstabilität ratsam ist, Ua (Pin 3) nicht für eine weitere
Schaltung, die vom LMC555 gesteuert wird, zu benutzen. Es empfiehlt sich
den nicht benutzten IC-internen MOSFET T. Wenn die Taktfrequenz sehr
hoch sein muss und man will keineswegs die hohe Präzision des LMC555
einbüssen und man benötigt kein Tastverhältnis von 0.5 (50%), eignet
sich für den LMC555 auch die Schaltung von Teilbild 5.2, jedoch - ganz
wichtig - ohne Diode D. Diese Schaltung mit dem LMC555 dient als
Taktgenerator zum Takten eines Switched-Capacitor-Filter (SC-Filter) in
8-kanaliger Ausführung in einem Messgerät das ich vor vielen Jahren zur
Messung von
elektromyographischer Signalen
entwickelt und gebaut habe und auch noch heute regelmässig im Einsatz
ist. Es wird hauptsächlich für die schwierige intramuskuläre Messung,
mittels beinahe haarfeiner Drähte im Muskwelgewebe, angewendet. Bild 6
zeigt das Schaltungsprinzip des Teiles des Antialiasing-Tiefpassfilters
in SC-Technologie, getaktet mit drei LMC555-Taktgeneratoren:

Ausser der Schaltung des LMC555-Taktgenerators, ist der gesamte Inhalt
nur als Blockschaltbild dargestellt und in kurzen Zügen erklärt, weil es
sonst den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen würde. Die zentrale
Figur dieser "Szene" ist der LMC555!
Zur Anpassung an die Spannungswerte des bereits vorverstärkten
EMG-Signals folgt ein weiterer Verstärker (A) dessen Verstärkung in
Stufen mittels eines Drehschalters einstellbar ist. Danach folgt das
Antialiasing-Tiefpassfiltersystem, bestehend aus einem steilen
SC-Tiefpassfilter (D) im Bereich
der Grenzfrequenz und den vor- (B1 bis B3) und nachgeschalteten (E1 bis
E3) umschaltbaren einfachen aktiven Analog-Tiefpassfiltern. Diese sind
nötig, weil ein SC-Tiefpassfilter selbst ein abgetastetes System ist und
Aliaseffekte erzeugt. Das alles ist relativ leicht verständlich im
soeben erwähnten Link beschrieben. Siehe dort das Kapitel "Das
SC-Tiefpassfilter mit analogem Vor- und Nachtiefpassfilter". Wieder
zurück in Bild 6: Nach dieser Filterprozedur führt das EMG-Signal über
ein aktives 50Hz-Sperrfilter zur
Unterdrückung von allfälligen 50Hz-Netzfrequenzanteile und einem aktiven
Hochpassfilter höherer Ordnung - auf dessen Zweck hier nicht eingegangen
werden kann - zur AD-Wandlerkarte des Computersystems zur Aufzeichnung
des EMG-Signals.
Wir kommen jetzt zu den drei LMC555-Generatoren. Der eine erzeugt eine
Taktfrequenz von 30 kHz. Diese Frequenz erzeugt im SC-Tiefpassfilter die
Grenzfrequenz von 300 Hz. Dies genügt zur Messung von EMG-Signalen, die
mittels Oberflächenelektroden auf der Haut erfasst werden. Hier
interessiert nur der Pegel und die Pegeländerungen, jedoch nicht die
Wiedergabe von Aktionspotenzialen. Dazu benötigt man eine höhere
Frequenz-Bandbreite mit der Einstellung der Grenzfrequenz des
SC-Tiefpassfilter auf 3 kHz oder 6 kHz. Dazu dienen die beiden andern
LMC555 mit den Taktfrequenzen von 300 kHz und 600 kHz. Die Schaltung des
LMC555 mit 600 kHz ist in Bild 6 rechts im punktierten Kasten
wiedergegeben. Das 20-gängige Trimmpotmeter, mit hoher mechanischen
Stabilität, dient dem genauen Abgleich der Grenzfrequenz des
SC-Tiefpassfilters. Das ist absolut nötig, weil das Verhältnis zwischen
Taktfrequenz und Grenzfrequenz nicht exakt 100 beträgt. Eine Schaltung
mit einem Quarzgenerator und einem PLL wäre dafür viel zu aufwändig!
Schalter S1 dient zum Umschalten der drei diskreten Grenzfrequenzen von
300 Hz, 3 kHz und 6 kHz. Die Frequenzen in Klammern sind die
dazugehörigen AD-Wandler-Abtastfrequenzen. S1 wählt mit dem
elektronischen Multiplexer MUX1 die Taktfrequenzen der einzelnen LMC555
zum SC-Tiefpassfilter und S1 schaltet über die Analog-Schalter C1 bis C3
und F1 bis F3 die entsprechenden aktiven analogen Tiefpassfilter ein.
Schalter S2 und Multiplexer MUX2 deuten die weiteren Kanäle an.
Thomas Schaerer, 20.01.2009 ; 09.02.2009 ; 17.08.2012
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0310121.htm
NE555 als monostabile Kippstufe / Monoflop (MMV)

Beschreibung der Schaltung
Die dargestellte Schaltung ist die Grundschaltung des Timer NE555
als monostabile Kippstufe, auch Monoflop genannt. Der Name kommt daher,
weil diese Kippstufe nur einmal einen Impuls am Ausgang (A) abgibt,
wenn ein Impuls von etwa 0 V am Eingang (E) anliegt. Dieser
Triggerimpuls muss kleiner als 1/3 von VCC sein.
Die Bauteile R1 und C1 sind für die Funktionsweise dieser Schaltung verantwortlich. Die Dauer des Ausgangsimpulses wird durch die Bauteile R1 und C1 vorgegeben. Der Widerstand R2 ist ein Pullup-Widerstand, der den Eingang der Schaltung auf einen festen Pegel (+VCC) legt. Der Kondensator C2 sorgt dafür, dass die Schaltung nicht schwingt.
In der dargestellten Schaltung wurde auf einen Stützkondensator für
die Versorgungsspannung direkt am Timer verzichtet. In einer aufgebauten
Schaltung sollte er berücksichtigt werden. 100 nF sollten es schon
sein. Ein einfacher Wickelkondensator reicht aus.
Funktionsbeschreibung

Im Ruhezustand der Schaltung, Trigger (Pin 2) > 2/3 von VCC, ist der Kondensator C1
entladen. Der Discharge-Ausgang (Pin 7) schaltet ihn auf 0 V (GND). Man
könnte auch sagen, "schließt ihn kurz". Erfolgt ein Impuls von 0 V am
Steuereingang (Pin 2), dann wird das interne RS-Flip-Flop gesetzt. Der
Discharge-Ausgang (Pin 7) wechselt auf VCC. Über den Widerstand R1 wird der Kondensator C1 aufgeladen, bis er 2/3 von VCC erreicht hat. Dann kippt die Schaltung in den Ursprungszustand zurück.
Im weiteren Betrieb wird der Discharge-Ausgang (Pin 7) wegen des nicht vorhandenen Kollektorwiderstands (siehe Innenschaltung NE555) extrem hochohmig. Über den Widerstand R1 wird der Kondensator C1 aufgeladen, bis er 2/3 von VCC erreicht hat. Dann schaltet der Discharge-Ausgang (Pin 7) wieder auf 0 V (GND). Der Kondensator C1
wird aufgrund eines fehlenden strombegrenzenden Widerstandes
kurzgeschlossen und entlädt sich daher schlagartig. Es gibt also keine
Entladekurve. Die Schaltung kippt in den Ursprungszustand zurück.
Um die Wirkung dieser Schaltung zu verstehen, muss man nur im Diagramm
die Signale von E (oben) und A (unten) miteinander vergleichen.
Beispiel für eine Bauteilliste
Zeichen |
Bauteil |
Wert / Typ |
R1 |
Widerstand |
68 kOhm |
R1 (Alternative) |
Potentiometer |
50/100 kOhm |
R2 |
Widerstand |
10 kOhm |
C1 |
Kondensator |
10 µF |
C2 |
Kondensator |
10 nF |
Berechnung der Impulsdauer

Die Dauer des Ausgangsimpulses ti wird durch die Bauteile R1 und C1
vorgegeben. Im Diagramm oben wird deutlich, an welchen Stellen in der
Schaltung und welche Zustände innerhalb des NE555 auf die Ladezeit des
Kondensators einen Einfluss haben.
Möchte man die Impulsdauer ti einstellen, dann setzt man für denWiderstand R1 ein Potentiometer ein. Bei den hier angegebenen Beispielswerten eignet sich ein Poti von 50 kOhm oder 100 kOhm am besten.
Berechnung
Ergebnis
Welche Bedeutung hat die Konstante 1,1 in der Formel für die Berechnung der Impulsdauer?
Der Ladevorgang von C1 beginnt mit dem GND-Pegel (0 V)
und endet mit der oberen Triggerschwelle (Threshold voltage). Diese
relative Spannung hat einen Wert von 2/3 von VCC bzw. 67% von VCC (0,67 * VCC).
Die Triggerspannung (67% von VCC) ist größer als die Spannung aus der RT/CT-Zeitkontante (RT * CT) von 63% (0,63 * VCC). Deshalb muss die RT/CT-Zeitkonstante
mit einem Faktor von 1,1 multipliziert werden. Doch wegen der
Ungenauigkeit der oberen Triggerspannung (gegeben durch die Toleranzen
der IC-internen Widerstände) gibt es eine Timing-Ungenauigkeit von ±10
Prozent. Das bedeutet, dass der reale Faktor nicht 1,1 ist. Er kann
wegen Exemplarstreuung zwischen 1,0 und 1,2 variieren.
Weil der Faktor zwischen 1,0 und 1,2 liegen kann, nimmt man den
Mittelwert von 1,1 und ignoriert die Toleranz bei den weiteren
Berechnungen.
Detailliertere Informationen sind unter Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren (Timer 555) zu finden.
Anwendung der monostabilen Kippstufe
Die monostabile Kippstufe eignet sich dafür, um einen kurzen Impuls
zu verlängern und auf eine Impulsdauer festzulegen. Aus einem variablen
Eingangsimpuls am Eingang wird ein definierter Impuls am Ausgang.
Anwendung: Lange Leitung
Wenn der Eingang (E) mit einer langen Leitung beschaltet ist, dann
kommt es vor, dass die monostabile Kippstufe immer wieder auslöst,
obwohl kein Impuls anliegt. Das Problem ist die lange Leitung. Dabei
werden Schaltflanken von Bauelementen in der Nähe der Leitung immer
wieder eingekoppelt. Ein Kondensator mit 100 nF zwischen Eingang
und GND (wirksam als Tiefpass) beseitigt dieses Problem.
Retriggerbares Monoflop
Bei einer normalen Monostabilen Kippstufe wird in jedem Fall ein
Ausgangsimpuls erzeugt, wenn ein Signal (Triggersignal) am Steuereingang
(Triggereingang) anliegt. Doch manchmal möchte man, dass am Ausgang das
Signal noch eine Zeit lang anliegt. Das bedeutet, dass erst dann der
letzte Zyklus am Ausgang gestartet werden soll, wenn der Eingangsimpuls
nicht mehr vorhanden ist. Rein technisch gesehen wäre das eine
Nachlaufsteuerung.
Dazu wird zwischen Pin 6 bzw. 7 und Pin 2 eine Standard-Diode
eingebaut (Kathode an Pin 2). Sie zieht Pin 6 und 7 auf GND, solange ein
Signal am Eingang anliegt.
Im Gegensatz zum normalen Monoflop wird bei einem retriggerbaren
Monoflop mit jedem Triggerimpuls innerhalb der Impulsdauer die
Ausgangsimpulsdauer (nicht der Ausgangsimpuls) erneut gestartet und so
der Ausgangsimpuls verlängert.
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0310131.htmNE555 als astabile Kippstufe / astabiler Multivibrator (AMV)

Beschreibung der Schaltung
Die astabile Kippstufe oder der astabile Multivibrator ist eine
selbstätige Schaltung, die sofort nach dem Einschalten der
Versorgungsspannung arbeitet. Diese Schaltung erzeugt in Abhängigkeit
der Widerstände R1 und R2, sowie dem Kondensator C1 ein fortlaufendes Rechtecksignal. Die astabile Kippstufe ist die häufigste Anwendung des Timer NE555.
Meist geht es darum eine LED zum Blinken zu bringen oder eine
taktabhängige digitale Schaltung mit einem Taktsignal zu versorgen.
Im wesentlichen sind die Bauteile R1, R2 und C1 für die Funktionsweise dieser Schaltung verantwortlich. Der Kondensator C2
sorgt dafür, dass die Schaltung nicht schwingt. Die Halbleiterdiode D
ist optional und sorgt dafür, dass ein Impuls-Pausen-Verhältnis von 1:1
einstellbar ist.
In der dargestellten Schaltung wurde auf einen Stützkondensator für
die Versorgungsspannung direkt am Timer verzichtet. In einer aufgebauten
Schaltung sollte er berücksichtigt werden. 100 nF sollten es schon
sein. Ein einfacher Wickelkondensator reicht aus.
Funktionsbeschreibung

Im Einschaltmoment ist der Kondensator C1 entladen. Dadurch liegt der Trigger-Eingang des NE555 (Pin 2) auf GND. Der erste Taktimpuls wird gestartet.
Der Kondensator C1 beginnt sich über die Widerstände R1 und R2 aufzuladen.
Sobald am Kondensator C1 2/3 von +VCC anliegt,
wird das interne RS-Flip-Flop zurückgesetzt. Die Schaltschwelle des
internen Komparators am Rücksetzeingang des internen Flip-Flops ist
durch den dreiteiligen Spannungsteiler so festgelegt, dass der
Komparator nach 0,69 τ (tau) umschaltet. Der Taktimpuls am Ausgang (Pin
3) fällt ab. Der Discharge-Ausgang (Pin 7) wechselt auf GND. Der
Kondensator C1 entlädt sich über den Widerstand R2 und den Discharge-Ausgang (Pin 7). Wenn am Kondensator C1 eine Spannung von 1/3 +VCC anliegt, dann beginnt der Taktzyklus von vorne.
Impulsdauer und Impulspause im Verhältnis 1:1 (50%:50%)
Da der Widerstand R2 sowohl auf die Impulsdauer und die Impulspause und der Widerstand R1
nur auf die Impulsdauer Einfluss hat, ist es nicht möglich ein
Impuls-Pausenverhältnis von 1:1 bzw. 50%:50% einzustellen. Mit einer
zusätzlichen Halbleiterdiode D parallel zum Widerstand R2 lässt sich dieses Tastverhältnis einstellen, wenn R1 = R2 ist.
Die Diode sorgt dafür, dass im Ladezustand des Kondensators C1 der Strom über die Diode fließt. Sie überbrückt den Widerstand R2. Beim Entladen des Kondensators C1 ist die Diode in Sperrrichtung geschaltet. Über sie kann kein Strom fließen. Der Entladestrom muss über den Widerstand R2 zum Discharge-Ausgang (Pin 7) abfließen.
Beispiel für eine Bauteilliste
Zeichen |
Bauteil |
Wert / Typ |
R1 |
Widerstand |
100 kOhm |
R2 |
Widerstand |
68 Ohm |
C1 |
Kondensator |
4,7 µF |
C2 |
Kondensator |
10 nF |
D |
Halbleiterdiode |
1N4148 |
R1 sollte nicht kleiner als 10 kOhm sein, sonst fällt am
Discharge (Pin 7) zuviel Spannung abfällt, was zu einem
temperaturabhängigen Fehler führt.
Dimensionierung
Um die Impulsdauer und die Impulspause einstellen zu können, werden
gerne Potis verwendet. Damit man an den Timer-Eingängen keinen
Kurzschluss verursacht, sollte man immer einen 1 kOhm Widerstand in
Reihe zum Poti schalten.
Vorsicht, bei einem zu hochohmigen Widerstand. Wird der Ladestrom des
Kondensators C1 kleiner als sein Leckstrom, dann funktioniert die
Schaltung nicht mehr. Elektrolytkondensatoren haben Leckströme, die
temperaturabhängig und güteabhängig sind. Außerdem lassen sie sich auch
von der Einlötdauer beeinflussen.
Berechnung der Impulsdauer ti und Pausendauer tp


Die Impulsdauer ti entspricht der Ladezeit des Kondensators C1 über die Widerstände R1 und R2. Die Impulspause tp entspricht der Entladezeit des Kondensators C1 über den Widerstand R2.
Aus den Formeln für Impuls- und Pausendauer geht hervor, dass der Impuls immer länger ist als die Pause.
Indem man R1 aber wesentlich kleiner macht als R2, bekommt man fast symmetrische Verhältnisse hin.
Möchte man einen kurzen Impuls und eine lange Pause, dann schaltet man
zum Beispiel eine LED (mit Vorwiderstand) nicht von Q nach GND,
sondern von +VCC nach Q. Dabei muss man auf die richtige Polung der LED achten.
Berechnung der Periodendauer T


Die Periodendauer T ist ein Taktzyklus, der mit dem Anstieg des
Taktimpulses beginnt und bis zum Anstieg des nächsten Taktimpulses
andauert. Die Periodendauer T kann dadurch berechnet werden, indem man
die Formeln für Impulsdauer und Impulspause zusammenfasst.
Berechnung der Impulsdauer ti und Pausendauer tp mit Diode


Berechnung der Periodendauer T mit Diode

Berechnung der Frequenz f


Berechnung (ohne Diode)
R1 (Ohm)
|
R2 (Ohm)
|
C1 (µF)
|
|
Ergebnisse
An-Zeit (s)
|
Aus-Zeit (s)
|
Frequenz (Hz)
|
Zyklus-Zeit (s)
|
|
|
Schaltung simulieren
********************************************************I*http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/timer555.htm
555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten
mit Berechnungsgrundlagen und präzisem Abgleich
Einleitung
Der "555" ist ein Oldy. Wer kennt die berühmteste Version NE555 nicht?
Es gibt sehr viel Literatur und nicht wenige Webseiten zu diesem
beliebten, originellen und vielseitigen Timerbaustein. Mit
Suchmaschinen wird man schnell fündig. Deshalb werde ich ihn in
meinen Elektronik-Minikursen nicht beschreiben und kommt auch nicht
zur Anwendung. Da ich stets die moderne CMOS-Version, den LMC555 von
National-Semiconductor-Corporation (NSC) und den TLC555 von
Texas-Instruments (TI) verwende, werde ich immer nur von diesem
555-Timer-IC schreiben und realisierte Anwendungen veröffentlichen.
Neu mit dem Update vom 08.06.2009 ist das Kapitel "Zeitkonstante,
Impulsdauer und Kalibrieren " mit einer genau erklärten Grundlage
für die Berechnung der Impulsdauer und einer zusätzlichen Erweiterung
für den genauen Abgleich mit Hilfe des Steuereinganges am LMC-
bzw. TLC555.
Patrick Schnabel hat sich dem NE555 in seinen Grundlagenkursen gewidmet.
Einfach 555 in die Schnellsuch-Funktion eingeben und man wird
fündig. Fundamental und passend zu diesem Elektronik-Minikurs empfehle
ich von Patrick Schnabel:
Wenn ich den LMC555 und den TLC555 gemeinsam anspreche, wähle ich die
Bezeichnung LMC/TLC555. Ich bin schon einmal im Detail auf den
LMC/TLC555 eingegangen, jedoch in einer speziellen Anwendung als
Schmitt-Trigger und nicht als Timer oder Oszillator. Auch das kann man
mit dem LMC/TLC555 anstellen. Wie das geht, zeigt folgender
Elektronik-Minikurs, der sich ebenfalls als Grundlage für diesen Kurs
und auch sonst für LMC/TLC555-Anwendungen eignet:
Der 555-CMOS-Timer, exakt beschrieben

Fensterkomparator + FlipFlop = Schmitt-Trigger
Die beiden Komparatoren KA und KB und die drei gleich grossen
Widerstände R (je 100 k-Ohm) bilden einen Fensterkomparator. Mit KA
ist die obere und mit KB die untere Triggerschwelle definiert. Die
obere liegt bei 2/3*Ub und die untere bei 1/3*Ub. Die
Spannungsdifferenz zwischen der oberen und unteren Triggerschwelle,
die sogenannte Hysterese, liegt somit bei 1/3*Ub. Dies ist der
relative Fensterspannungungswert. Die obere Triggerschwelle wird
ausgelöst, wenn an Pin 6 2/3*Ub überschritten wird. Der Ausgang von KA
geht auf LOW und setzt das RS-Flipplfopp FF zurück (/R). Q schaltet,
wenn vorher auf HIGH, auf LOW und /Q auf HIGH. Die untere
Triggerschwelle wird ausgelöst, wenn an Pin 2 1/3*Ub unterschritten
wird. Der Ausgang von KB geht auf LOW und setzt FF (/S). Q schaltet,
wenn vorher auf LOW, auf HIGH und /Q auf LOW. So viel zur Erklärung
über Fensterkomparator und Flipflop. Beide Einheiten zusammen bilden
die Schmitt-Trigger-Funktion.
Auto-Resetschaltung aus R1 und C1, eine Option
Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, sorgt erstmal das RC-Glied
R1C1 dafür, dass der LMC/TLC555 definiert zurückgesetzt wird. Dafür hat
FF einen zweiten /R-Eingang. C1 wird durch R1 geladen. Die Zeitkonstante
muss so gross sein, dass bei voll anliegender Spannung +Ub noch für
kurze Zeit ein LOW-Pegel an Pin 4 anliegt. Die Resetspannung ist dabei
unabhängig von +Ub auf typisch 0.75 V definiert. Bei schnell
ansteigendem +Ub (Trafo, Gleichrichter, Glättung, Regelschaltung) ist
eine R1C1-Zeitkonstante von etwa einer Sekunde oder etwas mehr
ausreichend. Diode D und R2 dienen der schnellen Entladung, wenn +Ub
abgeschaltet wird, was natürlich auch nur dann der Fall ist, wenn +Ub
selbst schnell genug sinkt. Dies ist nur dann der Fall, wenn +Ub noch
anderweitig genutzt wird, denn der LMC/TLC555 benötigt nur einen
Betriebsstrom von typisch 150 bis maximal 400 µA. Im Gegensatz zum NE555
ist der LMC/TLC555 ganz bonders für den Batteriebetrieb geeignet!
Vor allem dann, wenn man noch andere Teile einer Schaltung mit einem
Auto-Reset nach Netzunterbruch steuern muss, empfiehlt sich eine
integrierte Spannungsüberwachungsschaltung. Dazu eignet sich der
traditionsreiche und bewährte TL7702 von
Texas-Instruments mit dem man die
Reset-Triggerschwelle und die Resetimpulsbreite selbst definieren kann.
Mit dieser eleganteren Methode ist es irrelavant, wie weit sich +Ub bei
einem Ausfall der Netzspannung reduziert, die Impulsdauer für den
Auto-Reset wird alleine durch einen externen Kondensator bestmmt.
Erhältlich ist der TL7702 bei
Farnell und bei
Distrelec (Juni 2009) und
das Datenblatt zeigt, wie man ihn beschaltet.
Eine manuelle Reset-Funktion ist ebenfalls in Bild 1 vorgesehen, obwohl
dieser für eine Treppenhausbeleuchtung kaum Sinn macht. Man kann diese
Timerschaltung jedoch auch für ganz andere Anwendungen einsetzen. Es
gibt drei Möglichkeiten für den manuellen Reset: Mit einer Taste, mit
einem NPN-Transistor oder mit einem Impuls entladet der LOW-Pegel C1.
Damit der Schaltspitzenstrom nicht zu gross wird, ist dieser durch R3
begrenzt. Ein schaltender Transistor oder ein Taster mit sehr feinen
Kontakten könnte sonst beschädigt werden.
Die Timerfunktion
Nach dem Einschalten von +Ub und solange OUT auf LOW (GND-Pegel) ist,
ist /Q und das Gate des MOSFET-Transistor T auf HIGH. Die
Drain-Source-Strecke von T ist niederohmig, also eingeschaltet. Der
Timing-Kondensator CT wird im entladenen Zustand festgehalten. Eine
fallende Flanke von +Ub nach GND am Trigger-Eingang Pin 2 setzt den
Ausgang von KB auf LOW, FF wird gesetzt und OUT geht auf HIGH, auf den
Wert von +Ub, falls OUT nur sehr wenig oder unbelastet ist. OUT ist
logisch identisch mit Q von FF. Der MOSFET T ist offen und CT ist zur
Ladung durch RT freigegeben. CT ladet sich auf bis zur oberen
Trigger-Schwellenspannung von 2/3*Ub. Der Ausgang KA geht auf LOW, FF
wird zurückgesetzt und OUT geht auf LOW. Die Einschaltdauer (Time) ist
damit beendet. Siehe in Bild 1 unten das Diagramm. /Q ist HIGH, T leitet
und entladet CT schnell durch den niederohmigen Widerstand der
Drain-Source-Strecke von T. Damit ist die Schaltung bereit für die
nächste Triggerung an Pin 2.
Grosse Impulsdauer = Grosse Widerstände und grosse Kapazitäten
Sind grosse Einschaltzeiten erwünscht, z.B. im Zehn-Minutenbereich, kann
man die Verwendung von Tantal- oder Al-Festkörperelkos kaum vermeiden,
weil die Abmessungen für die notwendig grossen Kapazitäten mit Folien-
oder Schichtkondensatoren viel zu gross und diese Kondensatoren auch zu
teuer würden. Allerdings ist mit Tantal- oder Al-Festkörperelkos die
Reproduzierbarkeit von sehr langen Einschaltzeiten, wegen den relativ
hohen Leckströmen dieser Kondensatoren, nicht besonders gut. Spielt dies
jedoch keine Rolle, kann man dieses RC-Zeitglied mit einem solchen Elko
realisieren. Die wesentlich bessere Wahl ist die Verwendung eines
Folienkondensators. Es gibt z.B. solche bis zu 10 µF bei Nennspannungen
von 63 VDC von REVOX-RIFA und auf der Webseite von
Distrelec. Artikelnummer: 821010
(Juni 2009). Die Kapazitätstoleranz beträgt ±10%.
Dieser Kondensator CT hat einen sehr niedrigen Leckstrom. Seine
Eigenentladungszeitkonstante ist daher sehr hoch. Dies erlaubt mit einem
sehr hochohmigen Widerstand eine sehr hohe Zeitkonstante im unteren 10
Minuten-Bereich. Um mehr zu erfahren, konsultiere man das Datenblatt von
CT. CMOS-Eingänge sind, dazu passend, extrem hochohmig und belasten CT
nicht nennenswert.
Es ist etwas schwer zu bekommen, aber es gibt Hochohmwiderstände bis
weit in den zweistelligen G-Ohmbereich. Wir wollen aber realistisch
bleiben und nicht zu hoch hinauswollen, denn man bedenke, wenn der
Widerstandswert von RT zu hoch gewählt wird, ist die Schaltung um ihn
stark feuchtigkeitsabhängig und die eigene Entladungszeitkonstante von
CT verfälscht die dimensionierte signifikant. Betreffs der umgebenden
Feuchtigkeit, auch noch so gute Schutzlacke sind auf lange Zeit
geringfügig hygroskopisch und dies bedeutet, dass der sehr hohe
Widerstandswert und damit auch die Einschaltzeitdauer leicht ungewollt
sinkt.
Man sollte RT auf etwa 100 M-Ohm als obersten Grenzwert begrenzen und
selbst dann den Print nach dem Löten gut reinigen und mit einem
geeigneten Isolierlack schützen. Man bekommt für RT einen passenden
Widerstand (SMD) bei Farnell.
Artikelnummer: 9236511 (Juni 2009).
Zur Berechnung der Impulsdauer siehe Kapitel "Zeitkonstante,
Impulsdauer und Kalibrieren".
Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass es die alternative Methode gibt
eine Zählerschaltung mit einem Triggerimpuls zu starten, die danach mit
einem vorgebenen Wert mittels Taktimpulse herunterzählt. Während des
Herunterzählens auf Null bleibt der Ausgang auf HIGH-Pegel und hält z.B.
ein Relais eingeschaltet. Diese Methode hat den Vorteil, man kann den
Zähler mit einer Taktfrequenz steuern, die viel höher ist und daher die
RC-Zeitkonstante für den Taktgeber viel niedriger dimensioniert werden
kann. Dadurch werden C- und R-Werte entsprechend niedrig, elektrisch
weniger problematisch und auch preiswerter. Nachteilig ist allerings der
grössere Aufwand an Bauteilen.
RT und seine 100 M-Ohm
Hier noch ein Tipp von Oliver Betz. Er machte mich darauf aufmerksam,
dass es gut wäre den Knoten von RT/CT und den Eingängen Pin 6 und Pin 7
des LMC555 (siehe Bild 1) nicht auf dem Print zu verlöten, wenn ein
langfristiges Einwirken von Feuchtigkeit in den Schutzlack nicht
ausgeschlossen werden kann. Man verbindet also die Anschlüsse dieses
Knoten in der freien Luft. Allerding muss man auch so darauf achten,
dass die Kunststoffflächen zu diesen Anschlüssen, also beim Kondensator
CT, Widerstand RT und IC, perfekt sauber sind und bleiben.
Der 18-Minuten-Treppenhausbeleuchtungstimer

Als Krönung soll nun ein Langzeittimer mit dem LMC/TLC555
vorgestellt werden. Grundlage für diese Schaltung ist die Schaltung in
Bild 1. Sie ist zentraler Teil dieser Timerschaltung. Das 12-VDC-Netzteil
ist selbsterklärend genug. Mehr zu diesem Thema findet man in:
WICHTIG betreffs Ausgangsbelastung: Der Ausgang des LMC555 ist
maximal mit 10 mA belastbar, wenn der Strom vom Ausgang des LMC555 über
eine Last nach GND fliesst (Stromquelle) und wenn der Strom von +Ub über
eine Last in den Ausgang des LMC555 fliesst (Stromsenke), sind es
maximal 50 mA. Das sind getestete Werte für den LMC555. Beim TLC555 sind
die Werte mit 10 mA (Stromquelle) und 100 mA (Stromsenke) leicht anders.
Es gibt irgendwelche "Datenblätter" in denen behauptet wird, dass der
Strom in den und aus dem Ausgang des LMC555 und TLC555 100 mA betragen
soll und es fällt auf, dass manche Leute das auch tatsächlich denken.
Das entspricht aber nicht den Angaben der Hersteller-Datenblätter.
Transistor T ist nötig: Wenn man zur Steuerung eines Relais
keinen zusätzlichen Transistor, obwohl sehr preiswert, verwenden will,
ist das hier nicht möglich, weil der Strom von 10 mA nicht
überschritten werden darf. Der NE555 würde sich sehr gut eignen um auf
den zusätzlichen Transistor zu verzichten, aber die Verwendung des
Timer-RC-Gliedes mit einer niedrigen Kapazität und einem sehr
hochohmigem Widerstand wäre nicht möglich, weil der bipolare Eingang
diesbezüglich dem CMOS-Eingang massiv unterlegen ist. Deshalb der
Einsatz von T (z.B. BC550). Das in Bild 2 verwendete DIL-Relais REL
vermag bei 250VAC bis 6A schalten und seine Spule benötigt bloss 17 mA.
Eine Treppenhaus-Glühlampe hat normalerweise eine Leistung von 25 Watt
(Stromsparlampen wesentlich weniger!). Der Relaiskontakt vermag mehr als
50 Lampen zu 25 Watt schalten. Die zur Spule parallelgeschaltete Diode D
(Freilauf-Diode) schliesst im Ausschaltmoment die
Selbstinduktionsspannung der Relaisspule kurz. Ohne diese Diode kann der
Transistor T zerstört werden.
Der Trigger-Eingang ist mit dem Pull-Up-Widerstand R1 auf HIGH-Pegel,
hier +12VDC, gesetzt. Über praktisch beliebig lange Leitungen können im
ganzen Treppenhaus Drucktasten DT1 bis DTn eingesetzt werden. Sehr lange
Leitungen können leicht als Antenne wirken und hochfrequente Störsignale
aufnehmen. Diese schalten u.U. unwillkommen eine 18-minütige
Treppenhausbeleuchtung ein. Dies vermeidet C4, der mit R1 als passives
Tiefpassfilter wirkt. Hochfrequente Störimpulse werden auf diese Weise
wirksam unterdrückt. Das direkte Kurzschliessen eines auf 12 VDC
geladenen Kondensator von 100 nF (C4) mittels Tasten ist unbedenklich,
weil die Kurzschlussenergie viel zu niedrig ist, aber trotzdem eine
gewisse kontaktreinigende Wirkung gegeben ist.
Zeitkonstante, Impulsdauer und Kalibrieren
Im Datenblatt des bipolaren Timer-IC NE555 liest man zur Berechnung der
Impulsdauer T=1.1*RT*CT. Im
Datenblatt
des CMOS-Timer-IC LMC555 von
National-Semiconductor gibt es diese
Formel nicht. Dafür hat es in Figure 3 Time-Delay ein Diagramm.
Auf der X-Achse ist die Impulsdauer (Time-Delay), auf der Y-Achse die
Kapazität (CT) und als Parameter sind die Widerstandswerte (RT) für 1
k-Ohm, 10 k-Ohm, 100 k-Ohm, 1 M-Ohm und 10 M-Ohm eingetragen. Nehmen wir
die Werte CT = 1 µF und RT = 1 M-Ohm, erkennt man das Resultat für die
Impulsdauer von 1.1 Sekunden. Das sind 10 Prozent mehr als der Wert der
RC*CT-Zeitkonstante. In beiden Fällen also, mit der Formel des NE555 und
dem Diagramm des LMC555 gibt es einen Faktor von 1.1 der zur
RT*CT-Zeitkonstante multipliziert werden muss. Wir stellen uns hier die
Frage, warum das so ist und betrachten die ausführliche Skizze in
Bild 3:

Die drei IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm teilen die
Betriebsspannung Ub in drei gleich grosse Teilspannungen über jedem
Widerstand R. Dies erzeugt zwei Triggerspannungen 0.33*Ub und 0.67*Ub.
Siehe auch Bild 1.
Bevor die Monoflop-Funktion am Trigger-Eingang (Pin 2) gestartet wird,
ist das IC-interne RS-Flipflop im Resetzustand, /Q liegt auf HIGH,
MOSFET T ist eingeschaltet und deshalb wird CT durch T auf GND
kurzgeschlossen. Mit dem Startimpuls am Trigger-Eingang wird das
RS-FlipFlop gesetzt, /Q schaltet auf LOW und T öffnet sich. CT wird über
RT bis zur oberen Triggerspannung 0.67*Ub geladen. Diese Spannung setzt
das RS-FlipFlop zurück und CT wird durch T blitzartig entladen, weil der
Drain-Source-Kanal von T sehr niederohmig ist.
Diese Triggerspannung von 0.67*Ub ist grösser als die Spannung aus der
RT*CT-Zeitkontante von 0.63*Ub. Die Berechnung für die längere
Impulsdauer am Ausgang des LMC555 (gilt auch für den NE555!) erfolgt
durch die Gleichung 2 welche aus der Grundgleichung 1 in Bild 3
hervorgeht. Die Berechnung zeigt Gleichung 3. Wie das Resultat mit
1.10866 zeigt, ist es korrekt, dass die RT*CT-Zeitkonstate mit einem
Faktor von 1.1 multipliziert werden muss. Wegen der Ungenauigkeit der
Threshold-Spannung (obere Triggerspannung), gegeben durch die Toleranzen
der IC-internen Widerstände, gibt es eine Timing-Ungenauigkeit von ±10
Prozent. Das bedeutet, dass der reale Faktor nicht 1.1 ist. Er kann
zwischen 1.0 und 1.2 variieren (Exemplarstreuung).
Falls dies ein Problem ist, ist es möglich am Steuereingang (Pin 5)
mittels Trimmpotmeterschaltung ein Abgleich zu realisieren. Wie das
geht, zeigt Bild 4 mit den Teilbildern 4.1 und 4.2:

Ich habe zwei Methoden gefunden, wie man die Impulsdauer symmetrisch zur
RT*CT-Zeitkonstante einstellen kann. Beide Methoden sind einfach und mit
wenig Aufwand realisierbar. In der Version von Teilbild 4.1 kann man mit
dem Trimmpotmeter Px1 den Wert der Impulsdauer zwischen 0.4 bis
1.6*RT*CT einstellen, wobei um den Wert von RT*CT die
Einstellempfindlichkeit niedriger ist, so dass die Einstellung von exakt
RT*CT leichter ist als in den Grenzbereichen des Trimmpotmeters. Mit
einem 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter ist die Justierung besonders genau
möglich, falls dies, aus welchem Grund auch immer, wichtig sein soll.
Die Methode von Teilbild 4.2 erlaubt nur einen Einstellbereich von etwa
0.9 bis 1.1*RC*TC. Das Problem ist, dass Px1 mit 5 M-Ohm ziemlich
hochohmig sein muss. Es funktioniert nicht mit weniger. Die
Einstellempfindlichkeit ist niedriger und somit der Abgleich mit einem
einfachen Trimmpotmeter leichter. Man kann natürlich auch in der
Schaltung von Teilbild 4.1 den Einstellungebereich einschränken, in dem
man den Wert von Px1 reduziert und die Teilwerte auf Rx1 summiert und
für den Restbetrag zwischen Px1 und GND einen weiteren Widerstand
einfügt.
Im Prinzip kann man diese kleinen Schaltungen genau berechnen, aber es
geht nur mit der Gleichung von Bild 3 und das ist halt schon etwas
umständlich. Wenn einem gleich zwei Widerstandsdekaden

zur Verfügung stehen, kann man es sich mit etwas Spielerei wesentlich
leichter machen die passenden Widerstandswerte so herauszufinden. Diesen
praktischen Trick empfehle ich dem Anwender dieser Schaltungsteile,
falls weitere Anpassungen erwünscht sind. Die oben abgebildete
Widerstandsdekade ist preiswert bei
ELV
erhältlich (Juni 2009). Solche Widerstandsdekaden gehören sowieso zum
Arbeitsalltag des Elektronikers. Man braucht so etwas immer wieder.
Eine solche Feld-Wald-und-Wiesen-Methode ist neben der Methode die
Dinge zu berechnen durchaus auch legitim, wenn man trotzdem genau
versteht was man elektrisch, bzw. elektronisch tut.
Auf etwas sehr Wichtiges muss bei diesen Erweiterungsschaltungen noch
hingewiesen werden. Wenn man Wert drauf legt, dass der sehr
niedrige Temperaturkoeffizienten des LMC555 nicht unnötig verschlechtert
wird, sollte man nur Metallfilmwiderstände und hochqualitative
Trimmpotmeter (z.B. Cermet) verwenden. Die selben Überlegungen gelten
natürlich ebenso für die zeitbestimmenden Komponenten RT und CT,
so gut das realistisch überhaupt möglich ist und nicht den Geldbeutel
sprengt.
Thomas Schaerer, 12.09.2000 ; 15.03.2003(dasELKO) ; 20.12.2003 ;
10.02.2006 ; 30.11.2008 ; 08.06.2009
********************************************************I*http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/retr555.htm
555-CMOS-Monoflop: Re-Triggerbar!
Einleitung
Ich werde von ELKO-Lesern immer wieder angefragt, ob es eine Möglichkeit
gibt, das 555-Timer-IC, das man als Monoflop beschalten kann,
retriggerbar zu realisieren. Obwohl ich selbst kein Bedarf nach einer
retriggerbaren Lösung mit einem 555-Monoflop habe, da es dafür andere
ICs gibt, habe ich im Jahre 2001 über den Wunsch der ELKO-Leser
nachgedacht, eine Schaltung entworfen, damit experimentiert und das
Resultat in diesen Elektronik-Minikurs gepackt. Aber beginnen wir ganz
von vorne. Für den Anfänger der nicht weiss was retriggerbar heisst,
hier zunächst eine kurze Einführung:
Ein "normales" Monoflop wird durch eine steigende oder fallende Flanke
eines Eingangsimpulses gestartet. Getriggert, wie man sagt. Damit wird
am Ausgang des Monoflop ein Impuls mit einer bestimmten Dauer erzeugt.
Diese Impulsdauer ist durch eine RC-Zeitkonstante definiert. Während
dieser Zeit wird C durch R bis zu einem bestimmten Spannungswert geladen
und dann mit dem Impulsende sofort entladen. Erzeugt man weitere
Triggerimpulse am Eingang des Monoflops während der Dauer des
Ausgangsimpulses, so haben diese Impulse keinen Einfluss auf die
Dauer des Ausgangsimpulses. Ein solches Monflop ist nicht retriggerbar.
Ein 555-Timer-IC, wenn als Monoflop beschaltet, ob in der CMOS- oder
in der bipolaren Version, arbeitet als solches.
Im Gegensatz dazu wird bei einem retriggerbaren Monoflop mit jedem
weiteren Triggerimpuls am Eingang die Ausgangsimpulsdauer erneut
gestartet, das heisst C wird stets entladen und die Ladung beginnt von
Neuem. Wenn die Periode der Triggerimpulse kürzer ist als die
Ausgangsimpulsdauer, bleibt der Ausgang im aktiven Zustand.
Von diesen retriggerbaren Monoflops gibt es einige Exemplare: CD4538
(MC14538), 74HC123 (CMOS-Version des TTL-Oldy 74LS123), 74HC423,
74HC4538.
Aus einem nicht retriggerbaren Monoflop ein retriggerbares zu machen ist
weit aufwendiger als umgekehrt. Dazu braucht es bloss ein Logikgatter
mit zwei Eingängen vor dem Triggereingang. Der eine Eingang dient als
eigentlicher Triggereingang und der andere erhält das Logiksignal vom
Ausgang des Monoflops. Dieses Logiksignal sperrt während der Dauer des
Ausgangsimpulses weitere Triggerimuplse am Eingang. Das Logikgatter
dient dem Sperren und Öffnen des Triggereinganges. Wenn das
retriggerbare Monoflop bereits ein solches Gatter enthält, ist es
besonders einfach aus einem retriggerbaren ein nicht retriggerbares
Monoflop zu modifizieren. Diese Modifikation besteht bloss aus einer
einzigen Verbindung. Wie dies gemacht wird zeigt das Datenblatt zum
Dual-Precision-Monostable:CD4538B
in Typical-Applications in Figure 4.
Gibt es einen systemischen Ansatz dafür, dass es einfacher ist ein
retriggerbares Monoflop in ein nicht retriggerbares zu verwandeln als
umgekehrt? Ich denke ja, weil ein retriggerbares Monoflop komplexer
ist als ein nicht retriggerbares. Etwas Komplexes in etwas weniger
Komplexes umzusetzen ist einfacher. Man reduziert die Ordnung eines
Systems.
Darum ist es auch nicht ganz so einfach aus dem 555-Timer-IC ein
retriggerbares Monoflop zu machen. Allerdings kann man es sich sehr
einfach machen, aber das geht kaum ohne (faulen) Kompromisse. Dazu
weiter unten im Kapitel "Einfacher ist nicht immer besser...".
Retriggerbares Monoflop mit LMC555 und TLC555

Wir benutzen hier die CMOS-Version des 555-Timerbausteins. Es ist die
selbe Grundschaltung wie diejenige im Elektronik-Minikurs
555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten in Bild 1.
Welchen Zweck die Autoresetschaltung mit den Bauteilen R1, R2, C1 und D
erfüllt, ist dort bereits mit einder zusätzlichen manuellen
Resetfunktion per Taste und die grundsätzliche Funktion der
Monoflopschaltung erklärt. Darauf werde ich jedoch hier eingehen, weil
diese Funktion durch die Retriggerfunktion erweitert ist und beides
zusammengehört. Die Schreibweise für die CMOS-Version des 555-Timer-IC
mit LMC/TLC555 ist ebenfalls im erwähnten Elektronik-Minikurs erklärt.
Es geht darum, dass es zwei praktisch identische ICs, nämlich den LMC555
und den TLC555, gibt. Deshalb liest man ab hier stets LMC/TLC555.
Durch Betätigung der Drucktaste RST (Start/Restart) wird am Eingang IN
der HIGH-Pegel (+Ub), der durch den Pullup-Widerstand R3 erzeugt wird,
auf LOW (GND) gesetzt. Die Zeitkonstante R4*C2 differenziert die
fallende Flanke durch den Tastendruck zu einem kurzen LOW-Impuls. Symbol
siehe auf der Leitung zu Pin 2 des LMC/TLC555, wo ~10ms auf dem
HIGH-Pegel des Impulses steht. Die Zeitkonstante beträgt 10 ms. Die
steil fallende Flanke dieses Impulses startet am Triggereingang Pin 2
des LMC/TLC555 den Monoflop-Ausgangsimpuls, OUT schaltet auf HIGH,
dessen Impulsdauer durch die Zeitkonstanten RT*CT plus R4*C2 bestimmt
wird. Die Ladung von CT durch RT beginnt erst am Ende des
Eingangstriggerimpulses, weil während der Dauer dieses Impulses die
Ladung von CT verhindert wird und der (fast) vollständigen Entladung
dient. Wenn die CT-Spannung an Pin 6 und Pin 7 den Referenzspannungswert
am nichtinvertierenden Eingang von KA überschreitet, kippt dieser
Komparator und sein LOW-Pegel setzt das zuvor gesetzte RS-Flipflop FF
zurück. OUT schaltet zurück auf LOW. /Q geht auf HIGH, MOSFET T leitet
und entladet CT sehr schnell über seinen niederohmigen Innenwiderstand.
Begriff: LOW-Impuls bedeutet, dass der Ruhezustand auf dem
HIGH-Pegel (+Ub) und die kurzzeitige Impulsspannung auf dem LOW-Pegel
(GND) liegt.
Wird während der Dauer des Ausgangsimpulses OUT an Pin 3 Taste RST
erneut betätigt, hat der kurze LOW-Impuls keinen Einfluss auf den
Triggereingang Pin 2. Der selbe Impuls steuert auch den NPN-Transistor
T1 und öffnet ihn während dieser kurzen Impulsdauer von etwa 10 ms.
Dadurch fliesst ein ebenso kurzeitiger Strom von +Ub über R8 in die
Basis von T2. T2 schliesst und entladet CT sehr schnell über R9. Danach
beginnt die Ladung von CT durch RT von Neuem. Dies ist die
Retriggerfunktion. Im Prinzip sehr einfach. Wir betrachten jetzt noch
das dazughörige Impulsdiagramm:

Der Monoflopimpuls an OUT beginnt mit einem ersten Triggerimpuls,
ausgelöst durch seine fallende Flanke. Man schaue genau hin. Die Ladung
von CT beginnt erst mit dem Ende des Triggerimpulses. Da der
Eingangstriggerimpuls jedoch um Grösserordnungen kürzer ist als der
Monoflopimpuls an OUT, kann man die Dauer des Triggerimpulses in der
Praxis vernachlässigen. In der Skizze in Bild 2 ist der Triggerimpuls im
Verhältnis zum Monoflopimpuls zu breit abgebildet.
Wir warten bis der Impuls an OUT beendet ist. Das Ende ist erreicht,
wenn an CT die Spannung 2/3*Ub extrem knapp überschritten wird. Die
Ladespannung an CT bricht schnell zusammen. Danach folgt ein nächster
Triggerimpuls, wenn RST erneut gedrückt wird und das Monoflop erneut
startet. Danach folgen innerhalb der Monoflop-Impulsdauer drei weitere
Triggerimpulse. Dabei wird jedesmal CT schnell entladen und die Ladung
beginnt stets nach Ende des Triggerimpulses von Neuem. Durch diese
Retriggerimpulse wird die Monoflop-Impulsdauer an OUT verlängert.
Dimensionierungskriterien
Man beachte zu diesem Kapitel erneut
Bild 1.
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Fenster.
Die Kondensatoren CT und C2
Wie bereits angedeutet, hat der IC-interne MOSFET T zur Entladung von CT
einen niedrigen Innenwiderstand. Dieser ist allerdings auch abhängig von
der Betriebsspannung des IC. Bei der Verwendung von hohen CT-Kapazitäten
wirkt sich die Entladezeitkonstante dann spürbar aus, wenn nach
Impulsende, das Monoflop unmittelbar erneut getriggert wird. Dann hat CT
wegen zu kurzer Entladedauer eine Restspannung welche die folgende
Monoflopimpulsdauer leicht reduziert.
Die Entladezeitkonstante bei einer CT-Kapazität von 1000 µF (dies ist
natürlich ein Elko) und einem MOSFET-Innenwiderstand von z.B. 30 Ohm
beträgt 30 ms. Bis zur praktisch vollständigen Entladung sind dies mehr
als 200 ms. Eine zu unvollständige Entladung von CT kann die Impulsdauer
nach der Triggerung erheblich reduzieren. In diesem Fall wäre es also
besser für CT maximal nur 100 µF (Tantal-Elko) zu wählen und RT um einen
Faktor 10 zu erhöhen. Damit reduziert sich die Entladezeitkonstante auf
3 ms. Allerdings müssen wir das auch nicht auf die Spitze treiben, denn
die Praxis sieht in der Regel nicht so aus, dass bei einem
Langzeit-Timer (z.B. Treppenhausbeleuchtung) das Monoflop bereits 200 ms
nach Impulsende durch Tastendruck erneut getriggert wird. Alleine die
menschliche Wahrnehmungsverzögerung dauert etwa eine halbe Sekunde und
bis der Finger zur Taste im Dunklen greift, dauert es mindesten noch
einmal so lang oder länger.
Das Problem liegt eher bei der Retriggerung. Da wird der Transistor T2,
welcher CT entlädt, nicht dauernd eingeschaltet, denn man will ja gerade
mit der eingangsseitigen R4*C2-Differenzierung erreichen, dass die
OUT-Impulsdauer nicht von der Dauer des RST-Tastendrucks abhängig ist.
Bei der vorliegenden Dimensionierung von R4 und C2 sind das gerade 10
ms. Damit wird CT bei einem Wert von 100 µF beinahe vollständig
entladen. Der Entladewiderstand mit R9 = 33 Ohm erzeugt mit CT = 100 µF
eine Entladezeitkonstante von 3.3 ms. Es ist tatsächlich etwas mehr,
weil T2 arbeitet nicht als idealer Schalter. Will man einen
Langzeittimer mit sehr grossen Zeiten realisieren, benötigt man auch
grosse CT-Werte, wobei diese zwangsläufig auch Elkos, vorzugsweise
Tantal-Elkos, sein können. Dann muss der Retriggerimpuls so lange sein,
dass CT möglichst vollständig entladen wird, weil sonst, nach der
Retriggerung, die neu gestartete Impulsdauer reduziert ist. Um die
Reproduzierbarkeit dieser Monoflopimpulsdauer an OUT zu verbessern, ist
es besser, wenn man die Triggerimpulsdauer von 10 auf 20 ms oder mehr
verlängert. Dies erreicht man, in dem man C2 von 1 µF auf 2.2 µF erhöht.
Dies gilt für eine CT-Kapazität von mehr als 100 µF.
Man sollte alternativ zu C2 R4 eher nicht erhöhen und wenn, dann nur
wenig. R4 hat nämlich noch eine andere wichtige Aufgabe. R4 dient als
Pullupwiderstand und sorgt einerseits dafür, dass der 555-Triggereingang
Pin 2 auf HIGH gesetzt ist. Um den Störsignalabstand möglichst gross zu
halten, sollte die Ruhepannung an diesem Eingang wesentlich höher als
die Triggerspannung des Komparators KB sein. Am besten so nahe wie
möglich bei +Ub. Anderseits sorgen R4, R5 und R6 für einen begrenzten
Basisstrom von T1. R4, R5 und R6 wirken mit der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 als Spannungsteiler. Daher ist
die HIGH-Ruhespannung am Triggereingang Pin 2 stets etwas niedriger als
+Ub. Bei +Ub = 5 VDC sind es 4.6 VDC, bei +Ub = 12VDC sind es 10.9 VDC.
R3 dient einzig dem Zweck, dass C2 nach dem Tastendruck wieder entladen
wird. C2 entladet sich durch R3 und R4. Um diese Entladungszeitkonstante
zu verringern kann man R3 auch niederrohmiger wählen und man schaltet
parallel zu R4 eine Si-Diode D. Kathode nach +Ub, denn sie muss sperren,
wenn sie gerade nicht der Entladung von C2 dient. Wenn C2 nach
Tastendruck durch RST entladen wird, geschieht dies dann zur Hauptsache
über diese Diode und R3. Die Diode 1N914 ist gestrichelt angedeutet.
-
Für diejenigen, die es genauer wissen wollen: Nach dem C2 durch
Tastendruck auf RST voll auf +Ub geladen ist, hat die
Entladezeitkonstante den Wert von C2*R3. Der Innenwiderstand der für
diese Entladung an R4 parallelgeschalteten Diode D ist vernachlässigbar
niedrig bis die Spannung über C2 den Wert der Diodenschwellenspannung
von etwa 0.65 VDC zu unterschreiten beginnt. Bei der weiteren Entladung
von C2 beginnt die Diode zu sperren und die weitere Entladung erfolgt
nur noch über R3 und R4. Weil R3 und R4 gleich gross gewählt sind,
verdoppelt sich dann die Entladezeitkonstante. Dies gilt jedoch erst für
die Entladung der restlichen 0.65 VDC. Für die Praxis ist diese
Überlegung bedeutungslos.
Störunempfindlich gemacht
Für diese Störfreiheit sorgt das passive Tiefpassfilter aus R5 und C3.
Angenommen die Taste ist von der Schaltung durch eine lange Leitung
weit entfernt, dann wirkt diese als Antenne. Ohne dieses Filter gelangen
Störimpulse von ihr direkt in den Triggereingang Pin 2 und sie triggern
das Monoflop. Eine Störimpulsdauer von etwa 100 ns genügt bei
ausreichender Amplitude um die Triggerung auszulösen. Die
R5*C3-Zeitkonstante von 10 µs unterdrückt solch kurzzeitige Störimpulse
wirksam.
Einfacher Störtest: Es gibt einen preiswerten, einfachen,
praktischen und wirksamen Trick um dies zu demonstrieren. Es eignen sich
dazu Piezogasanzünder. Diese erzeugen Funken mit Spannungsimpulsen von
etwa 3000 V. Am "heissen" Anschluss des Zünders befestigt man einen etwa
5cm langen isolierten Draht. Nun führt man den Zünder mit diesem Draht
in die Nähe der Eingangsschaltung bei der sich R3, C2, R4 und R5
befinden. C3 fehlt vorläufig. Nun drückt man auf den Knopf des Zünders
und man erkennt an OUT, dass die Triggerung ausgelöst wird. Nun setzt
man C3 ein und man stellt fest, dass der Piezogasanzünder keine
Störwirkung mehr hat. Dies ist eine einfache, praktische und wirksame
Feld-Wald-und-Wiesen-Testmethode. Die selbe einfache
Piezo-Störtestmethode kommt im Kapitel "Trivialer Störtest mit
Ministörsender" hier zum
Einsatz.
Die (Re-)Triggerfunktion: Viele Wege führen nach Rom...
Alternative Lösung mit zwei Lowpower-MOSFETs

Hier eine alternative Lösung mit zwei MOSFETs, welche ebenso leicht
erhältlich sind, jedoch etwas mehr kosten als die bipolaren Transistoren
in Bild 1. Das Funktionsprinzip entspricht dem von Bild 1. Der
wesentliche Unterschied besteht darin, dass anstelle eines Basisstromes
eine Gatespannung gesteuert wird. Daher ist diese Schaltung etwas
hochohmiger mit dem Vorteil ausgelegt, dass man für C2 keinen Elko
braucht und R4 verändert werden darf, ohne dass der Ruhe-HIGH-Pegel an
Pin 2 des LMC/TLC555 beeinflusst wird. Dadurch kann die Impulsdauer zur
Entladung von CT leichter für bestmögliche Entladung angepasst werden.
R7, welcher der schnellen Entladung von CT (Bild 1) dient, kann kleiner
gewählt werden als R9 in Bild 1, weil der BS170 belastbarer ist als der
BC550. Der zulässige Dauerstrom des BS170 beträgt 0.5 A. Angenommen man
wählt für R7 10 Ohm und man rechnet für R_ds_on des BS170 mit typisch 2
Ohm (Gatespannung = min. 6V), dann erzeugt die Entladung von CT bei
einer Ladespannung von 12 V ein Spitzenstrom von 1A. Der mittlere Wert
ist natürlich wesentlich kleiner und die Entladezeitkonstante beträgt
bei CT = 1000 µF nur 12 ms. Die Energie- und Wärmeerzeugung bei so einem
Einzelimpuls ist sehr gering. Es besteht daher keine Gefahr für T2 und
auch nicht für R7, einem kleinen 1/4-Watt-Widerstand.
Einfacher Entladetest mit Elko und 1/4W-Widerstand: Ein Elko mit
1500 µF auf 60 VDC geladen und dann über einen 1/4-Watt-Widerstand mit
10 Ohm spontan entladen, erzeugt beim Berühren des Widerstandes nur dann
eine leicht spürbare Erwärmung, wenn der Vorgang in rascher Folge ein
paar Mal hintereinander wiederholt wird.
Alternative Lösung mit Lowpower-MOSFET und
Schmitt-Trigger-Inverter

Besonders dann wenn die retriggerbare 555-CMOS-Monoflopschaltung in
einer Schaltung untergebracht ist, wo es noch freie NAND-Gatter oder
freie Inverter, ebenfalls in CMOS, hat, bietet es sich an, eines dieser
Elemente zu verwenden. Hier wird an stelle des ersten MOSFET ein solcher
Inverter verwendet. Da die ansteigende Flanke an dessen Eingang etwas
langsam erfolgt, sollte es unbedingt ein Schmitt-Trigger-Inverter (oder
Schmitt-Trigger-NAND-Gatter) sein. Daher muss man anstelle eines
"normalen" Inverter- eben ein Schmitt-Trigger-Inverter-IC einsetzen. Das
selbe gilt im Falle von NAND-Gattern.
Ein 74HC04 wird durch ein 74HC14 oder ein 74HC00 wird durch ein 74HC132
getauscht. Man beachte bei diesem Tausch, dass die Propagation-Delaytime
bei den Schmitt-Trigger-Versionen etwa 40% grösser ist, falls dies für
den Rest der Schaltung zum Problem werden könnte. Diese IC-Tauschaktion
käme in einer HCMOS-Schaltung zur Anwendung. Hier gilt in aller Regel
eine Betriebsspannung von 5 VDC. Dazu kommt noch, dass es schon
ziemlich aufwendig wäre in diesem Fall eine selbstgestrickte
retriggerbare CMOS-555-Monoflopschaltung zu realisieren. Dafür eignen
sich besser 74HC123 oder 74HC423 mit sehr viel geringerem Aufwand. Auch
mit diesen Monoflops kann mittels einfachem passiven RC-Tiefpassfilter
eine Entstörung realisiert werden, falls dies nötig sein sollte.
Beim Einsatz der MC14xxx- bzw. CD4xxx-CMOS-Familie muss man wissen, dass
man nur den NAND-Gatterbaustein CD4011B mit der Schmitt-Trigger-Version
CD4093B direkt tauschen kann. Diese beiden IC sind pinkompatibel. Möchte
man jedoch den Inverterbaustein CD4009B oder CD4049B mit der
Schmitt-Trigger-Version CD4584B tauschen, geht dies wegen
Pininkompatibilität nicht ohne weiteres. Elektronisch gäbe es kaum
Probleme, obwohl man auch hier daran denken muss, dass bei der
Schmitt-Trigger-Version die Propagation-Delaytime um 20% oder mehr
grösser ist.
Die nächste Schaltung in Bild 5 zeigt, wie man mit zwei
Schmitt-Trigger-Invertern und einem MOSFET ein retriggerbares Monoflop
mit ansteigenden Triggerflanken realisiert:

Wenn die Taste nicht gedrückt ist, liegt der Eingang von IC:A1 auf LOW.
Sein Ausgang liegt auf HIGH und ist über das Entstörtiefpassfilter R5*C3
mit dem Triggereingang Pin 2 verbunden. IC:A2 invertiert diesen Pegel
und der MOSFET T1 ist durch den LOW-Pegel am Gate-Eingang gesperrt. Bei
Tastendruck wird während dem Aufladen von C2 über R4 am Ausgang von
IC:A1 ein LOW-Impuls mit einer Dauer von etwa 100 ms erzeugt. Dadurch
wird das Monoflop entweder an Pin 2 getriggert oder invertiert mit IC:A2
und MOSFET T1 durch Entladung von CT retriggert. Durch Ändern von C2
oder/und R4 kann man die Dauer des Triggerimpulses beeinflussen.
Die folgende Schaltung in Bild 6 zeigt noch, wie die Schaltung in Bild 5
direkt impulsgesteuert wird:

Einziger Unterschied ist der, dass dieser Schaltung die
Tastatursteuerung fehlt. IC:A1 wird direkt von einem Impuls gesteuert,
dessen ansteigende Flanke das Monoflop triggert und wiederum die ganze
Impulsbreite der Retriggerung dient. Der Impulsbreite t! muss man, wie
bereits ausreichend beschrieben, besondere Beachtung schenken. Sie ist
massgeblich dafür verantwortlich, dass CT (Bild 1) möglichst vollständig
entladen wird.
Einfacher ist nicht immer besser...
Ich erhielt mal eine Leser-EMail. Darin war ein Link, der mir zeigen
soll, dass ein retriggerbares Monoflopp mit einem 555-Timer-IC viel
einfacher zu realisieren ist, als
Bild 1
zeigt. Anstelle von zwei zusätzlichen Transistoren und viel passiven
Bauteilen, geht das auch mit viel weniger Aufwand.
Diese Schaltung findet man in
Doctronics
von Educational Publishing for Design & Technology
auf der Seite der 555-Timerschaltungen unter
555-Retrigger-Monostable from Doctronics. Beim
Betrachten dieser Schaltung fiel mir sogleich auf, dass sie einerseits
funktioniert, jedoch nicht hält was sie verspricht. Ein Experiment
bestätigte dies. Die Betriebsspannung ist mit +3 VDC bis +15 VDC
angegeben. Die Schaltung funktioniert, aber die Präzision leidet
erheblich, wenn die Betriebsspannung höher ist als etwa 9 VDC, wobei
dieser Wert stark variieren kann, wie wir noch sehen. Im nachfolgenden
Bild 7 wird erklärt warum:

Das Problem zeigt sich bei der bipolaren Version NE555 ebenso wie bei
der modernen CMOS-Version LMC555 oder TLC555. Aus diesem Grund zeige ich
das Problem mit dem LMC/TLC555. Weil für diese CMOS-ICs die
Betriebspannung bei +15 VDC Worstcase ist, gilt die empfohlene maximale
Betriebsspannung 12 VDC, die im vorliegenden Beispiel zur Anwendung
kommt. Der Störeffekt ändert sich dabei nicht. Um diesen Störeffekt
signifikanter zu illustrieren, änderte ich den RT- und CT-Wert mit etwa
gleich bleibender Zeitkonstante von 10 Sekunden. Im Originalschaltbild
beträgt das Rp/RT-Verhältnis 0.1 in Bild 7 ist es 0.026.
Teilbild 7.1 zeigt die Schaltung entsprechend der Schaltung im obigen
Link. Beim kurzzeitigen Drücken auf Taste RST (Re-STart) geht OUT auf
HIGH und bereits nach 7 Sekunden zurück auf LOW, - und das bei einer
Zeitkonstante von 10 s, wobei die Triggerschwelle fast auf dem selben
Pegel liegt, wie die Ladung von CT bei der ersten Zeitkonstante. Wenn
ich den Transistor T1 entferne, dann stimmt die Impulsdauer mit 11 s.
Was läuft da falsch? Das erfahren wir in Teilbild 7.2.
+Ub beträgt +12 VDC. Wir starten mit Drücken und loslassen von RST. CT
beginnt beim ersten Start mit 0 V. CT beginnt sich von +Ub durch RT mit
dem Strom I1 zu laden. Aber nicht nur, weil ohne T1 beträgt die Spannung
zwischen Pin 2 des LMC/TLC555 und dem Knotenpunkt CT-RT die volle
Betriebsspannung von 12 V, zu Beginn der Ladung. Diese 12 V besorgt der
Pullup-Widerstand Rp. Wenn T1 jedoch in der Schaltung drin ist, begrenzt
die Emitter-Basis-Spannung diese Spannung auf theoretisch 5 V. In
Wirklichkeit ist mehr. Es zeigten sich beim verwendeten Transistor 9V.
Man konsultiere dazu das Datenblatt
BC560. Man beachte
den Wert unter VEB0. Für den BC557 gilt der selbe
Wert. Das ist der sichere Wert der noch erlaubt ist. Misst man diese
Emitter-Basis-Schwellenspannung,stellt man fest, dass sie höher liegt.
Bei den wenigen Exemplaren des BC560, bei denen ich diese Messung
durchgeführt habe, lag der Wert sogar bei etwa 9 V. Das ist etwas
schwierig zu definieren, weil trotz starker Nichtlinearität, der
Stromanstieg fliessend ist. Ich setze in der Schaltung Teilbild 7.2
den Wert ~9 V für die störende Emitter-Basis-Spannung ein.
Diese störende Emitter-Basis-Spannung hat zur Folge, das anfänglich auch
ein Ladestrom von +Ub über Rp, Ube(T1-pnp) zu CT fliesst. Wenn, wie im
vorliegenden Beispiel, Rp viel niederohmiger ist als RT, wird die
Aufladung von CT signifikant beschleunigt. Wenn CT auf 2 V geladen ist,
beträgt an Pin 2 die Spannung erst etwa 11 V. An Rp mit 10 k-Ohm liegt
eine Spannung von etwa 1 V und das erzeugt in Richtung CT ein
zusätzlicher Ladestrom I2 von momentan etwa 0.1 mA. Im selben Augenblick
liegt über RT (390 k-Ohm) eine Spannung von 10 V, die einen CT-Ladestrom
I1 von 0.026 mA erzeugt. Der falsche CT-Ladestrom I2 ist kurzzeitig also
wesentlich grösser als der richtige I1. Erst dann wenn am Knotenpunkt
CT-RT die Spannung einen Wert von fast 3 V überschreitet, sperrt T1 und
I2 fliesst nicht mehr. Ab diesem Ladezeitpunkt gilt nur noch die
Zeitkonstante RT*CT, wobei dieser Übergang fliessend erfolgt. Dies ist
der Grund warum die Impulsdauer von etwa 11 s auf etwa 7 s reduziert
wird, wie ich gmessen habe. Wohlverstanden bei +Ub = +12 VDC. Wenn +Ub
niedriger ist, ist der Fehler kleiner und bei +Ub = +5 VDC besteht
dieses Problem sicher noch nicht. Es besteht auch dann nicht, wenn
zwischen dem Knotenpunkt CT-RT und dem Emitter von T1 eine Diode
eingebaut ist. Dann kann man problemlos auch 12 VDC (beim NE555 15 VDC)
einsetzen. Allerdings verstärkt diese Massnahme einen andern Nachteil.
Mahr dazu nachfolgend mit Bild 8.

In Teilbild 8.1 ist die Diode 1N914 (D) in Serie zu T1 geschaltet. So
ist es nicht mehr möglich, dass von +Ub über Rp über T1 zu CT ein
zusätzlich unerwünschter Ladestrom fliessen kann, weil die zusätzliche
Sperrspannung von D bei maximal 100V liegt. Zusätzlich zu D kommt noch
ein Schutzwiderstand Rs. Dass man diesen Widerstand in der Schaltung des
Doctronics-Links nicht vorgesehen hat, ist nachlässig. Warum? Ohne
diesen Schutzwiderstand Rs ist durch das Drücken auf RST der
Entlade-Spitzenstrom von CT im ersten Augenblick sehr hoch. Er kann bei
hohen CT-Kapazitäten leicht T1 und hier in der verbesserten Schaltung,
T1 und D zerstören. Mit Rs = 56 Ohm wird der sehr kurzzeitige
Spitzenstrom auf knapp 200 mA begrenzt. Die Entladezeitkonstante CT*Rs
beträgt nur gerade 16 ms.
Damit haben wir aber noch immer ein Problem! Worum es geht, zeigt
Teilbild 8.2 mit zwei Ersatz-Schaltungen. Linke Schaltung: Beim
Drücken von RST wird CT bis zur Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa
0.7 V blitzartig entladen. Eine weitere Entladung verlangsamt sich
ebenso schlagartig, weil unterhalb dieser Spannung der Innenwiderstand
der Basis-Emitter-Diode drastisch ansteigt. Spätestens bei etwa 0.5 V
gilt nur noch die extrem langsame Selbstentladung von CT. Rechte
Schaltung: Hier veroppeln sich wegen der zusätzlichen Diode D diese
Spannungswerte auf 1.4 V bzw. 1V. Eine unsaubere Entladung
verschlechtert die Reproduzierbarkeit und dies besonders stark bei
niedriger Betriebsspannung. Auch aus dieser Perspektive betrachtet: Dies
ist kein sauberes Schaltungsdesign!
Gibt noch weitere Kritikpunkte? Jedenfalls zwei gibt es noch. Die
Impulsdauer ist von der Dauer des Drückens von RST abhängig und ohne den
Keramik-Kondensator Cki (i = Input) zwischen 10 bis 100 nF parallel zu
RST ist die Schaltung sehr störsensitiv. Es braucht sehr wenig um die
Monoflop-Funktion auszulösen (triggern), wie z.B. eine elektrostatische
Entladung in der Nähe, die leicht durch Personen beim Berühren eines
elektrisch leitenden Objektes ausgelöst werden kann. Besonders heikel
ist diese Angelegenheit bei langer unabgeschirmter Leitung zwischen der
Drucktaste RST und dem Anschluss bei der Schaltung. Abhilfe schafft hier
ein Abblockkondensator Cki bei der Schaltung und nicht etwa bei der
entfernten Drucktaste RST.
Ist die Schaltung des Doctronics-Links bzw. Teilbild 1 überhaupt
brauchbar? Die
Radio-Eriwan-Antwort
lautet: Im Prinzip ja, wenn auf Grund der vorgesehenen Anwendung die
schlechte Reproduzierbarkeit der Impulsdauer, die hohe
Störempfindlichkeit, das Risiko der Zerstörung von T1 durch zu hohe
Entladungsstromimpulse, und die Einschränkungen bei einer höheren
Betriebsspannung als +5 VDC in Kauf genommen werden kann. Will man
jedoch das Schlimmste vemeiden, sollte man auf jedenfalls die
verbesserte Version in Teilbild 8.1 in Erwägung ziehen. Die Verbesserung
betrifft aber nur sicher keine Zerstörung von T1 wegen Rs und keine
störende Fehltriggerung durch Cki parallel zu RST. Die Repruzierbarkeit
der Impulsdauer bei wiederholter Triggerung (RST) ist aber schlechter
als in Teilbild 7.1 wegen der zusätzlichen Diode D. Nur die
diesbezügliche Abhängigkeit von der Betriebsspannung oberhalb von +5 VDC
gibt es, wegen D1, nicht.
Fazit: Nach all diesen eher faulen Kompromissen empfiehlt es oft halt
doch, ein wenig mehr Komponenten in Kauf zu nehmen und die Schaltung in
Bild 1 nachzubauen,
sofern man denn überhaupt den LMC/TLC555 für die Funktion eines
retriggerbaren Monoflops nachbauen will. Die Alternative mit CD4538,
äquivalent zu MC14538 ist bereits weiter oben erwähnt...
Schlusswort
Ich weiss es nicht, aber ich vermute, dass kaum einem ähnlich
universalen und im Prinzip so einfach realisierten integrierten Baustein
soviel Aufmerksamkeit gewidmet wird, wie dem 555-Timer-IC. Dadurch, dass
auch noch eine CMOS-Version das Licht der Welt erblickte, wurde er noch
universeller, weil er hochohmiger beschaltet werden kann und unter der
Kinderkrankheit des bibolaren 555-Oldy nicht leidet. Dieser hat nämlich
den Nachteil, dass er im Umschaltmoment der Aussgangsstufe einen hohen
Stromstoss in der Speisung verursachte. Dies macht es nötig, dass der
bipolare 555, z.B. NE555 von Philips, an den Speiseanschlüssen kapazitiv
kräftig abgeblockt werden muss. Ein Elko mit einer Kapazität von
mindestens 10 µF parallel zur IC-Speisung und ebenso parallel dazu mit
einem zusätzlichen Keramik-Multilayerkondensator mit einer Kapazität von
100 nF sind beim NE555 oder LM555 ein Muss. Weitere Vorteile der CMOS-
gegenüber der bipolaren Version, findet man in ausführlicher Form
hier.
Thomas Schaerer, 25.02.2001 ; 29.04.2002 ; 15.03.2003(dasELKO) ;
20.12.2003 ; 05.02.2006 ; 01.12.2008 ; 31.07.2011
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206241.htm
Ausschaltverzögerung mit NE 555

Diese Schaltung entspricht einem Relais mit Ausschaltverzögerung. Die
Basis dieser Verzögerungsschaltung die Schmitt-Trigger-Funktion.
Funktionsbeschreibung
Die Lampe La1 leuchtet im gezeichneten Ruhezustand (beschlossener
Kontakt S1. Beim Öffnen des Kontaktes S1 brennt die Lampe La1 weiter.
Jetzt lädt sich der Kondensator C1 auf. Ab einem bestimmten
Spannungswert am Kondensator C1 geht die Lampe La1 aus.
Bei einem größeren Kondensator C1 brennt die Lampe entsprechend
länger. Sollte sich der Kontakt S1 in einem ungeschützten Bereich
befinden, erzeugt der Widerstand R1 eine Strom/Funke, der den Kontakt
sauber hält.
Die Pins 5 und 7 des NE555 bleiben unbeschaltet.
Anwendung
Eine mögliche Anwendung der Schaltung ist eine Ausschaltverzögerung
der Innenlampe eines Autos. Der Kontakt ist in diesem Fall in der
Autotür. Wenn die Autotür geöffnet ist, ist der Türkontakt geschlossen.
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206242.htm
NE 555 als Signalgeber

Die Grundschaltung ist die astabile Kippstufe. Im Ausgangskreis ist
ein Kondensator, ein Widerstand und eine Hupe eingebaut. Die Hupe ist
eher ein kleiner Signalgeber, der nur sehr wenig Strom braucht.
An Pin 5 ist über ein Widerstand ein Taster angeschaltet. Er sorgt für den Hupton.
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/ast555.htm
555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator
(mit kapazitiver Sensor-Schaltung)
Einleitung
Die bipolare Version des Timer-IC NE555 oder LM555 ist nicht nur ein
Oldie, wie ich ihn im Elektronik-Minikurs
555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten
bezeichnete. Er ist auch ein Evergreen, denn sonst wäre das Interesse an
ihm längst erloschen. Die vielen Webseiten zu seiner Ehre bestätigen
dies. In diesem Elektronik-Minikurs soll auf eine weitere besondere
Eigenschaft des 555-CMOS-Timer-IC (LMC555 und TLC555) eingegangen
werden. Während in
555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten der
sehr hochohmige CMOS-Eingangswiderstand, besonders beim
Treppenhausbeleuchtungstimer, mit einer Abschaltverzögerungszeit von 16
Minuten, im Vordergrund steht, geht es diesmal um eine besonders
angenehme Eigenschaft der CMOS-Ausgangsstufe.
Bipolare 555-Endstufe versus CMOS-555-Endstufe

In der linken Bildhälfte sehen wir die typisch bipolare Endstufe eines
NE555 oder LM555 und auf der rechten die typische CMOS-Endstufe eines
LMC555 oder TLC555. Im weiteren sollen die C-MOS-Versionen des
555 mit LMC/TLC555 benannt werden. Zu verstehen sind dabei die
beiden Typen LMC555 von
National-Semiconductor-Corporation
(NSC) und TLC555 von Texas-Instruments
(TI). Mit der Bezeichnung LMC/TLC555 sind auch 555-CMOS-Produkte anderer
Hersteller, wie z.B. von EXAR, berücksichtigt.
Betrachten wir zuerst die bipolare Endstufe. Hier fällt einem sogleich
auf, dass die Ausgangsspannung an OUT niemals Rail-to-Rail sein kann.
Für den Elektronikanfänger: Rail-to-Rail bedeutet, dass die
Ausgangsspannung den Wert von +Ub und GND, oder ±Ub bei symmetrischer
Speisung, annehmen kann. Während dies bei der CMOS-Ausgangsstufe des
LMC/TLC555 ohne oder mit nur niedriges Last am Ausgang möglich ist, ist
dies mit der bipolaren Ausgangsstufe des NE555 oder LM555 überhaupt
nicht möglich. Betrachten wir dies im Detail.
OUT soll auf LOW gesetzt sein, also nahe beim GND-Pegel liegen. Der
NPN-Transistor T2 ist leitend. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines
bipolaren Transistors kann zwar, je nach Transistortyp, sehr kleine bis
sehr grosse Ströme ziehen, jedoch unabhängig von der Stromstärke, kann
die Kollektor-Emitter-Spannung auf Grund von Nichtlinearitäten nie
Null Volt werden. Auch bei sehr kleinen Kollektorströmen liegt
OUT, wegen der Kollektor-Emitterspannung von T2, stets einige zehn
Millivolt über GND. Nun, das wäre ja noch kein Grund um gleich "ein
Büro aufzumachen". Aber betrachten wir noch den HIGH-Pegel-Aspekt...
OUT liegt jetzt auf HIGH. Wie nahe kann diese Ausgangsspannung +Ub
erreichen, wenn der Ausgang nicht oder fast nicht belastet ist? Nun, das
haben wir schnell raus. Mit T3 und T1 erkennen wir eine
NPN-Darlingtonschaltung in der Funktion als Emitterfolger. An OUT kann
also maximal eine Spannung vorliegen, die zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannungen unterhalb von +Ub liegt. Bei keiner
oder fast keiner Ausgangslast bedeutet dies, dass die Ausgangsspannung
immer mindestens 1.2 Volt unterhalb von +Ub liegt. Für viele Anwendungen
ist auch dies kein Grund "ein Büro aufzumachen", - jedoch für die
vorliegende Anwendung schon, wie wir gleich sehen werden.
Betrachten wir jetzt die CMOS-Endstufe auf der rechten Bildhälfte. Diese
besteht bekanntlich aus einem N- (T2) und einem P-Kanal-MOSFET (T1).
Entweder ist T1 oder T2 leitend. Beide verhalten sich, als lineare
niederohmige Widerstände, wenn sie leitend (eingeschaltet) sind. Dies
hat zur Folge, wenn OUT nicht oder nur sehr geringfügig belastet ist,
dann haben diese "steuerbaren Widerstände" (FETs)
RP oder RN im Verhältnis zu
einem mittel- bis hochohmigen Lastwiderstand einen derart niedrigen
On-Widerstand, so dass der Ausgangspegel an OUT
Rail-to-Rail-Eigenschaften aufweist. Dieser Zustand hat man z.B. dann,
wenn OUT mit einem hochohmigen Eingang einer nachfolgenden Schaltung
verbunden ist. Der Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung sollte
10 k-Ohm oder besser grösser sein, will man ein sehr gutes
Rail-to-Rail-Verhalten der CMOS-Ausgangsstufe beibehalten. Dies vor
allem wegen dem P-Kanal-MOSFET T1. Die beiden FETs T1 und T2 sind nicht
identisch. Während T2 kräftiger ist und bei einem Strom von 8 mA
einen Spannungsabfall von 0.3 VDC erzeugt, erzeugt T1 den selben
Spannungsabfall schon bei einem Lastrom von 2 mA und dies bei einer
Betriebsspannung von 5 VDC. Bei höherer Betriebsspannung sind die
Spannungsabfälle niedriger, weil die Gates von T1 und T2 mit höheren
Steuerspannungen versorgt werden. Mehr Information im Detail erfährt man
im Datenblatt zum LMC555.
50%-Duty-Cycle-Generator mit nur einem
Widerstand und einem Kondensator

Dies funktioniert nur mit dem LMC/TMC555 weil die
Rail-to-Rail-Eigenschaft der Ausgangsstufe die wichtigste Voraussetzung
dazu ist. Allerdings mit gewissen Einschränkungen betreffs Laststrom an
OUT1. Nur dann nämlich, wenn die beiden Spannungswerte +Ub und GND an
OUT1 erreicht werden, ist ein Rechtecksignal mit einem Duty-Cycle
(Tastverhältnis) von exakt 50% möglich. Damit ist klar, dass RT nicht zu
niederohmig sein darf, weil sonst die Rail-to-Rail-Bedingung nicht
bereits bei Ladebeginn von CT erfüllt ist. Es zählt allerdings auch die
Matching-Genauigkeit der IC-internen Widerstände mit je 100 k-Ohm. Nicht
die absoluten Werte zählen, sondern die realtiven Abweichungen
untereinader. Darunter versteht man das sogenante Matching. Darüber
gibt das Datenblatt jedoch keine Auskunft.
Es gibt aber noch die Möglichkeit, in einem gewissen
Tastverhältnisbereich, an Pin 5, dem sogenannten Steuer- oder
Modulations-Eingang, nachzuhelfen. Mit (Trimm-)Potmeter P und R2
beeinflusst man die IC-internen Referenzspannungen REF1 und REF2. Dies
verändert die obere (Pin 6) und untere (Pin 2) Triggerschwelle und damit
an OUT1 (und OUT2) das Tastverhältnis. Allerdings ist es unvermeidlich,
dass dadurch auch die Frequenz ein wenig mitbeeinflusst wird. Diese müsste
mit RT korrigiert werden. Teilt man RT auf in (Trimm-)Potmeter und
Widerstand, kann man die Einstellempfindlichkeit dadurch verringern, in
dem der Einstellbereich der Frequenz so klein wie möglich dimensioniert
wird. Man kann für diesen Zweck auch ein 10- oder 20-Gang-Trimmpotmeter
verwenden. Wobei man darauf achten sollte, solche mit guter mechanischen
Stabilität einzusetzen. Übrigens, C1 mit 100 nF, sollte immer eingesetzt
werden, wenn Pin 5 hochohmig genutzt wird oder unbenutzt ist. Siehe
Datenblatt.
Das Problem mit der unerwünschten Frequenzbeeinflussung wäre
realisierbar, wenn nicht nur REF2 (Pin 5) sondern auch REF1 mit einem
Anschlusspin von aussen beschaltbar wäre. Wie dies grundsätzlich zu
realisieren wäre, zeigt Bild 3:

Doch nun schauen wir wie der 50%-Duty-Cycle-Generator funktioniert
und betrachten mit Bild 2 (weiter oben) auch die Signaldiagramme in
Bild 4:

+Ub wird mit den drei IC-internen Widerständen in drei gleich grosse
Spannungswerte aufgeteilt. 1/3*Ub liegt am invertierenden Eingang des
Komperators KB (REF1) und 2/3*Ub am nichinvertierenden Eingang von
Komparator KA (REF2).
Nachdem Einschalten der Generatorschaltung ist CT zunächast entladen.
Die Phase t1 beginnt. Die Spannung an CT ist also niedriger als die
beiden Referenzspannungswerte an REF1 und REF2. /R1, /R2 und /S sind
LOW-Pegel-sensitive Eingänge des RS-Flipflop FF, d.h. ein Umschalten von
HIGH auf LOW wirkt sich stets auf den Zustand des FF aus. /S ist auf LOW
(GND) und und /R1 auf HIGH (+Ub). /R2 ist direkt mit HIGH (+Ub)
verbunden. FF ist also gesetzt und der Ausgang Q, identisch mit OUT1,
ist auf HIGH (+Ub) gesetzt. Dadurch wird CT durch RT von diesem
HIGH-Pegel geladen. Die Spannung an CT UCT steigt.
Sie überschreitet die Spannungsschwelle von REF1 von 1/3*Ub. Jetzt sind
/S und /R auf HIGH gesetzt. Die Spannung an CT steigt weiter. Beim
Erreichen der Spannungsschwelle von REF2 von 2/3*Ub geht /R1 von HIGH
auf LOW und FF wird zurückgesetzt. Dadurch wird OUT1 auf LOW gesetzt.
Die Phase t2 beginnt. CT wird über RT entladen. Dabei wird der Wert von
REF2 sogleich wieder unterschritten. /R1 und /S sind wiederum auf
HIGH. Die Spannung an CT sinkt. Beim Erreichen von REF1 wird /S wieder
LOW und OUT1 geht erneut auf HIGH. Die Ladung von CT beginnt mit der
Phase t3 von Neuem. Noch etwas genauer: REF2 wird durch
UCT genau genommen im mV-Bereich leicht über- und REF1
leicht unterschritten. Die genauen Werte sind nicht bekannt, weil dazu
die notwendigen DC-Offsetspannungen der Komparatoren im Datenblatt nicht
angegeben sind.
t1 ist grösser als t2 oder t3, weil am Anfang CT meist vollständig
entladen ist. Danach ändert die Spannung an CT immer nur zwischen 1/3*Ub
und 2/3*Ub (Hysterese), was ein Tastverhältnis von 50% des
Rechteckausgangssignales zur Folge hat (t2 = t3).
Stabilität des 50%-Tastverhältnis: Gemäss Datenblatt des LMC555
liegt die maximale Oszillatorfrequenz bei 3 MHz. Bleibt man bei CT = 100
pF, liegt RT bei weniger als 2 k-Ohm. Bis hinunter zu diesem RT-Wert ist
auf dem Oszilloskop noch keine Verschlechterung des
50%-Tastverhältnisses optisch wahrnehmbar. Bei einem Test an wenigen
Exemplaren zeigte sich ein unterer RT-Grenzwert von etwa 1 k-Ohm. Bei
genauem Hinsehen auf dem Oszilliskop beobachtete ich erst eine
geringfügige Abweichung vom 50%-Tastverhältnis und dies innerhalb eines
Betriebsspannungsbereiches zwischen +5 VDC und +15 VDC. Die Erweiterung
für den Abgleich des Tastverhältnisses in Bild 2 ist daher nur selten
nötig.
Wenn der RT-Wert niederohmig realisiert werden muss, z.B. für höhere
Frequenzen bis in den MHz-Bereich, muss man die On-Widerstände von T1
und T2 des LMC/TLC555 in die Berechnung miteinbeziehen. Diese
Widerstandswerte sind aus dem Datenblatt jedoch nicht ersichtlich und
sie sind auf jedenfall ungleich, weil T2 (Bild 1) der kräftigere MOSFET
ist. Muss man mit einem LMC/TLC555 unbedingt so hohe Frequenzen
erzeugen, ist es besser CT etwas kleiner und RT etwas grösser zu wählen.
Erfahrung habe ich mit dem LMC/TLC555 nur mit Frequenzen bis maximal 1
MHz im Dauereinsatz.
Noch einmal ein Blick zum Bild 2. Es gibt zwei Ausgänge, OUT1 und OUT2.
OUT1 dient der Rückkopplung für die Oszillatorfunktion. Wird dieser
Ausgang zusätzlich belastet, beeinflusst dies die Frequenz und auch das
Tastverhältnis, Ändert sich während des Betriebes der Laststrom an OUT1,
kann dies die Frequenzstabilität und die Stabilität des
Tastverhältnisses massiv beeinträchtigen.
Die Frequenz-Temperatur-Stabilität wird gemäss Datenblatt mit 75 ppm/K
angegeben. Das ist für einen RC-Oszillator sehr gut. Dies bedeutet z.B.,
dass die Frequenz von 100 kHz bei einer Temperaturänderung von 20 K um
etwa 150 Hz variiert. Dies allerdings nur, wenn OUT1 hochimpedant
belastet wird, z.B. mit einer schnellen Komparatorschaltung, - am besten
natürlich ebenfalls mit CMOS-Eingang.
Ich erwähne hier absichtlich nicht hochohmig sondern
hochimpedant. Dies bedeutet, dass man bei höheren Frequenzen auch
auf parasitäre Kapazitäten achten muss. Es liegt dann definitiv nicht
drin, dass man zwischen OUT1 und GND ein langes abgeschirmtes Kabel
anschliesst. In so einem Fall muss man das Rechtecksignal aus dem
LMC/TLC555 vor der Weiterverarbeitung erst puffern.
Alternativ dazu, kann man auch den Opendrain-Ausgang OUT2 benutzen. Bei
höheren Frequenzen, muss man allerdings daran denken, dass der
On-Widerstand von T (Bild 2) immer sehr viel kleiner ist als der
Pullupwiderstand R1. Dies hat zur Folge, dass bei höheren Frequenzen die
ansteigende Flanke auffallend weniger steil ist wie die fallende
Flanke des Rechtecksignales. Dies besonders dann wenn OUT2 zusätzlich
kapazitiv belastet ist.
OUT2 eignet sich, wenn für die Timerschaltung unbenutzt, hauptsächlich
für das Treiben etwas grösserer Lasten wie z.B. ein Relais oder eine
superhelle LED. Im vorliegenden Beispiel als helle Blinkschaltung. Der
maximale Strom beträgt 50 mA. Das ist der Stromsenke-Betrieb. Die Last
liegt zwischen +Ub und OUT2 (Pin 7).
Bei einem Relais unbedingt die Freilaufdiode parallel zur Relaisspule
nicht vergessen, da sonst beim Abschalten hohe
Selbstinduktionsspannungsimpulse den MOSFET T (Bild 2) zerstören können.
Anwendung: Kapazitive Sensorschaltung mit LMC555
Die Arbeitsweise eines kapazitiven Sensors besteht grundsätzlich aus
einer Veränderung des Plattenabstandes, der aktiven Plattenfläche oder
dem dielektrischen Wert durch eine nichtelektrische Aktion. Der
dielektrische Wert trifft z.B. auf den kapazitiven Feuchtesensor zu.
Wenn man einen kapazitiven Sensor einsetzen will, gibt es zumindest zwei
grundlegend unterschiedliche Arten des Ausgangssignals. Eine
kapazitätsabhängige Spannung oder eine kapazitätsabhängige Frequenz. In
beiden Anwendungen hat man es mit einer meist höherfrequenten
Wechselspannung (AC-Spannung) zu tun, wie dies die Bild 5 zeigt:

Teilbild 5.1 zeigt als stark vereinfachtes Prinzpschaltbild eine
mögliche Variante zur Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung Ua,
gegeben durch die Kapazität des kapazitiven Sensors Cs (s für Sensor).
Der AC-Strom des Generators erzeugt in Cs einen Blindstrom, der durch R1
fliesst und eine Spannung erzeugt. Ändert sich der Wert von Cs, ändert
sich der Blindstrom und damit auch die Spannung an R1. IC:A verstärkt
die relativ kleine Änderung von Cs durch eine externe physikalische
Einwirkung. Diese verstärkte AC-Spannung wird mit D, R4, R5 und C1
gleichgerichtet und geglättet. Im Prinzip besteht die ganze Schaltung
aus Amplituden-Modulation und Amplituden-Demodulation. Die sehr
niederfrequente Veränderung der Kapazität von Cs moduliert die
höherfrequente AC-Spannung des Generatots G an R1. Am Ausgang von IC:A
zeigt sich die verstärkte AM-Spannung, die mit der nachfolgenden
Schaltung aus D, R4, R5 und C1 demoduliert wird. Übrig bleibt an Ua die
verstärkte rekonstruierte NF-Spannung. Die Grenzfrequenz des
Tiefpassfilters aus R5 und C1 muss so hoch sein, dass die extrem
niederfrequente Spannung, die Cs erzeugt, nicht nennenswert verzerrt
wird. IC:B wirkt als Impdanzwandler, damit die nachfolgende
Auswertschaltung die Messschaltung nicht beeinflusst. Die gezeigte
Schaltung ist so einfach nicht nachbaubar. Sie zeigt nur das
Funktionsprinzip.
Anstelle von amplitudenmodulierten gibt es auch frequenzmodulierte
Messmethoden. Cs beeinflusst eine Frequenz. Eine Variante
ist es, wenn Cs Teil eines aktiven LC-Schwingkreises ist. Durch die
Variabilität von Cs ändert sich die Resonanzfrequenz. Eine ganz andere
Variante ist die, welche in Teilbild 5.2a gezeigt wird. Es wird, passend
zu diesem Elektronik-Minikurs, den selben Rechteckgenerator benutzt, wie
Bild 2 zeigt. Anstelle von CT (Bild 2) wird der kapazitive Sensor Cs
geschaltet. Eine Veränderung der Kapazität von Cs verändert
direkt proportional die Ausgangsfrequenz an Out1 und Out2. Out2, ist ein
Opendrain-Ausgang. Daher der Pullup-Widerstand R1.
Im Vergleich zu Teilbild 5.1 hat Teilbild 5.2a ein Problem, das
kapazitive Sensoren oft schlecht vertragen - eine überlagerte mittlere
DC-Spannung, dargestellt in Teilbild 5.2b. Diese DC-Offsetspannung
ergibt sich aus dem Mittelwert der sägezahnartigen Mittelwertspannung,
gegeben aus dem Maximalwert mit 2/3*Ub und dem Minimalwert 1/3*Ub, wie
das bereits in Bild 4 ausführlicher dargestellt und kommentiert ist.
Diese Mittwelwertspannung ist halb so gross wie die Betriebsspannung
+Ub, also +Ub/2. Es stellt sich daher die Frage, wie kann man dieses
Problem lösen und die einfache Schaltung mit dem LMC555, ohne grossen
Zusatzaufwand, trotzdem benutzen. Wir betrachten dazu Bild 6:

Wir haben bei der Oszillatorschaltung mit dem LMC555 in Teilbild 5.2a an
Cs eine unerwünschte überlagerte DC-Spannung die wir wegfiltern wollen.
Eine einfache passive Methode zeigt Bild 6. Im ersten Schritt
untersuchen wir Teilbild 6.1, die uns eine DC-Spannungsquelle mit einer
Spannung von 2.5 VDC zeigt. Dieser Wert passt zur überlagerten
DC-Spannung in Teilbild 5.2b (mittlere Spannung an Cs), wenn +Ub 5 VDC
beträgt. Die zur DC-Spannungsquelle UDC in Serie
geschaltete AC-Spannungsquelle UAC erzeugt dazu
passend eine AC-Spannung von aufgerundet 1.7 Vpp (1/3*Ub). Damit haben
wir exakt die Relationen der AC- und DC-Spannungen entsprechend Teilbild
5.2b.
Cs sei als Beispiel ein kapazitiver Feuchtesensor mit einer typischen
Kapazität von etwa 100 pF, wobei in dieser Versuchsanordnung in Bild 6
auch ein gewöhnlicher Papier- oder Keramik-Kondensator seinen Zweck
erfüllt. Cs und C1 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, parallel
geschaltet zu UAC und UDC.
Betrachten wir den Aspekt der AC-Spannung. Die Kapazität von C1 ist 1000
mal grösser als die von Cs. Oder anders formuliert, der
frequenzabhängige kapazitive Widerstand (Kapazitanz) von C1 ist 1000 mal
niedriger als der von Cs. Das heisst die AC-Spannung über C1 ist 1/1000
von der AC-Spannung an Cs. Die AC-Spannung an Cs ist daher praktisch
gleich gross wie die AC-Spannung von der Quelle mit 1.7 Vpp. Man kann C1
problemlos von 100 nF auf 10 nF reduzieren und die Ungenauigkeit
beträgt erst 1%. Weiter unten ist auch das speziell thematisiert.
Wie verhält sich die Situation mit der DC-Spannung? Stellen wir uns vor,
es sei zunächst keine DC-Spannung, sondern eine niederfrequente
AC-Spannung, die aber wesentlich niederfrequenter ist als die Frequenz
der AC-Spannung UAC. Die kapazitiven Widerstände
von C1 und Cs wären sehr viel grösser, aber am Verhältnis der beiden
kapazitiven Widerstände ändert sich nichts. Also ist die AC-Spannung an
Cs (100 pF) noch immer 1000 mal grösser als an C1 (100 nF). Wir
reduzieren die Frequenz bis nur noch eine DC-Spannung vorliegt. Dadurch
werden die beiden kapazitiven Widerstände theoretisch unendlich gross.
Was sind die praktische Auswirkungen? Ganz einfach, auf die Dauer sinkt
bei dem Kondensator die DC-Spannung schneller, der im Verhältnis zur
Kapazität, die grösseren Verluste hat. Diese Verluste sind mit den
"imaginären" Widerständen Rv1 und Rvs in Teilbild 6.1 gekennzeichnet.
Praktisch betrachtet, passiert folgendes beim Einschalten des Netzwerkes
aus C1 und Cs. Die DC-Spannung UDC überträgt sich
praktisch vollständig auf Cs und ohne ohmsche Belastung eines parallel
geschalteten Widerstandes an Cs bleibt das auch so für eine lange
Betriebsdauer. Will man diesen Dauerzustand vermeiden, muss man, wie
Teilbild 6.2 zeigt, R parallel zu Cs schalten. Dadurch entsteht aus C1
und R ein passives Hochpassfilter. Dieses vermeidet, dass auf Dauer eine
DC-Spannung an Cs liegt. Allerdings erzeugt R*C1 eine
Zeitkonstante die festlegt, wie lange eine exponentiell sinkende
DC-Spannung an Cs erzeugt wird. Damit diese DC-Spannung am Ausgang
möglicht schnell den Wert 0 VDC approximiert, sollte R möglichst
niederohmig sein. Ist R jedoch zu niederohmig, beeinflusst er unzulässig
stark den frequenzabhängigen kapazitiven Widerstand von Cs, womit z.B.
eine Feuchtigkeitsmessung stark verfälscht würde. In der vorliegenden
Experimentierschaltung wirkt sich das nicht aus, weil die Frequenz
konstant erzeugt wird. Jedoch in der Messschaltung in Bild 7 sehr wohl,
wie wir gleich sehen werden.
Wie gross R etwa sein darf, werden wir im weiteren Verlauf erfahren. Das
ist natürlich stark von der gewählten Frequenz des Oszillators abhängig
und eine geeignete Frequenz ist die, welche an der Kapazität Cs einen
für den vorliegenden Zweck brauchbaren kapazitiven Widerstand erzeugt.
Ist der kapazitive Widerstand zu hochohmig, ist die ganze Schaltung zu
hochohmig und das bedeutet ein erhöhtes Risiko für externe Störeinflüsse.
Ist sie zu niederohmig, wird der Oszillator zu sehr belastet. Der
Oszillator muss eine hohe Frequenz liefern und das bedeutet auch mehr
elektrische Verlustleistung. Es ist eine etwas "schwammige" Situation.
Nun so schwierig ist es trotzdem nicht, wenn man die Schaltung in Bild 7
versteht. Achtung: Die Funktion von R übernimmt in Bild 7 R2.
Auslöser zu diesem Kapitel war eine Diskusion im
Forum des Elektronik-Kompendium zum Thema
Beschaltung eines kapazitiven Fühlers (TCL555).
Es geht dabei um die Messung der Feuchtigkeit mit einem kapazitiven
Feuchtesensor mit der typischen Schaltung zur Erzeugung eines
zeitsymmetrischen Rechtecksignales (t/T = 0.5) mit dem CMOS-Timer-IC
LMC555 oder äquivalent TLC555. Ich habe in dieser Diskussion auch mitgewirkt
und beschlossen, weil es um den beliebten LMC555 geht, diesen
Elektronik-Minikurs mit diesem Thema zu ergänzen.
Die nachfolgende Schaltung in Bild 7 entspricht weitgehend der Skizze
des ersten Beitrages in diesem Thread des ELKO-Forums und die Quelle
dieser Skizze ist eine empfohlene
Testschaltung
aus einem Produkt-Katalog der Firma
E+E Elektronik.
Man darf davon ausgehen, dass der Link zu dieser Schaltung langfristig
nicht gesichert ist, weil ein Produktekatalog sich jederzeit ändern kann.
Deshalb steht diese Testschaltung auch hier als
PDF-Original
zur Verfügung.
Was bietet die Erweiterung dieses Elektronik-Minikurses zusätzlich zur
Testschaltung im Produkt-Katalog der Firma E+E Elektronik? Ganz
einfach, eine genauere Beschreibung wie die Schaltung arbeitet und sie
fasst die Antworten auf Fragen im ELKO-Forum zusammen. Aber der
wichtigste Grund ist, dass es eine LMC555-Anwendung ist!

Bild 7 zeigt die Testschaltung von E+E Elektronik, in der
Darstellung mit dem detaillierten Inhalt des LMC555 bzw. TLC555, wie
dies Bild 2 illustriert. Jedoch nicht mit der dort dargestellten und
beschriebenen Erweiterung für den präzisen Abgleich des
Tastverhältnisses t/T auf den Wert von 0.5, da dies für die Anwendung
dieser Testschaltung für den Einsatz eines kapazitiven Sensors, z.B. zur
Messung der Feuchtigkeit, nicht nötig ist. Die Richtwerte für die
Komponenten RT (R1 im E+E), C1, Cs (CT) und R2, orientieren sich nach
der Testschaltung von E+E Elektronik, oder man kann sagen, nach
einem kapazitiven Sensor, dessen Kapazität etwa im Bereich zwischen 100
und 200 pF liegt. RT besteht aus einer Serieschaltung eines
Trimmpotmeter mit einem vorgschalteten Widerstand. Dies ermöglicht einen
präzisen Frequenzabgleich. Die Werte dieser beiden Bauteile muss man
experimentell ermitteln. Es ist nur der Gesamtwiderstand angegeben und
das ist ein Richtwert, wie auch bei R1 in der Testschaltung von
E+E Elektronik.
Von der Experimentierschaltung in Bild 6 mit einer Oszillatorfrequenz von
50 kHz wissen wir, dass der kapazitive Widerstand
XCs von Cs bei 100 pF 32 k-Ohm beträgt. R2
muss wesentlich grösser als XCs sein, damit Cs
nicht signifikant von R2 beeinflusst wird. In der Testschaltung von
E+E Elektronik wird für R2 ein Wert von mehr als 4.7 M-Ohm
angegeben. Damit ist R2 etwas mehr als 100 mal grösser als
XCs. Die Zeitkonstante C1*R2 beträgt bei 100 nF und
5 M-Ohm eine halbe Sekunde und das bedeutet, dass Cs nach etwa 5
Sekunden praktisch frei ist von der DC-Spannung. Ist das noch immer
zuviel Zeit, kann man C1 z.B. auf 22 nF reduzieren, worauf sich diese fünf
Sekunden auf eine Sekunde reduziert. Der Messfehler verschlechtert sich
geringfügig auf etwa 0.5 Prozent, wenn Cs 100 pF beträgt. Das ist kaum
der Rede wert. Auch noch nicht bei 1 Prozent bei der Verwendung des
kapazitiven Feuchtesensors HC201 mit einer Kapazität von 200 pF.
Fazit: Diese Sensorschaltung ist genau der richtige Einstieg für den
ELKO-Praktiker, der sich mit der Schaltungstechnik mit kapazitiven
Sensoren praxisbezogen und experimentell befassen möchte. Ich wünsche
viel Spass!
Thomas Schaerer ; 29.04.2002 ; 14.03.2003(dasELKO) ;
20.12.2003 ; 17.12.2004 ; 10.02.2006 ; 08.12.2008 ;
31.10.2009
********************************************************I*
http://www.elektronik-kompendium.de/sites/praxis/bausatz_taktgenerator-mit-lmc555cn.htm Taktgenerator mit LMC555CN/TLC555CP
Beschreibung
Der Timer NE555 ist hinreichend bekannt. Jeder der ein einigermaßen
steilflankiges Rechtecksignal erzeugen will, kommt um den NE555 nicht
herum, wenn die Frequenz nicht oder nur in engen Grenzen von einer
Spannung gesteuert werden muss (VCO-Prinzip). Da dieses Bauteil
praktisch veraltet ist, verwenden wir in diesem Bausatz die
CMOS-Variante, den LMC555CN. Selbstverständlich kann auch der TLC555CP
verwendet werden. Beide haben nahezu identische Werte. Für die Anwendung
als Taktgenerator in dieser Schaltung sind die Unterschiede
unerheblich.
Einziger nenneswerter Nachteil ist der geringe maximale Ausgangsstrom,
den CMOS-Bausteine nun mal haben. Daher verwenden wir einen Transistor
mit Basisvorwiderstand um das Taktsignal zu verstärken und an eine
Leuchtdiode zu schalten. Diese leuchtet dann mit dem Takt auf. Mit einem
Potentiometer ist dieser Takt einstellbar. Er liegt zwischen 1 Hz und
30 Hz.
Diese Schaltung ist als universeller Taktgeber für andere Bausätze
dimensioniert. Die Bauteile D1, T1, R3 und R4 dienen dazu, die Funktion
der Schaltung zu überprüfen oder ihr generell einen Sinn zu geben.
Funktionsbeschreibung
Die CMOS-Version des 555-Timer erzeugt unbelastet eine
Ausgangsspannung die bis an die positive Betriebsspannung und bis an GND
reicht. Dies ermöglicht es, dass mit nur einem Widerstand und einem
Kondensator ein exakt zeitsymmetrisches Taktsignal (gleich große
Impuls-Pause-Zeit) erzeugt werden kann. Das Tastverhältnis beträgt exakt
0,5. Die Taktfrequenz wird vom Kondensator C1, dem Widerstand R1 und
Potentiometer P1 bestimmt. Sie liegt zwischen 1 Hz und 30 Hz. Soll der
Taktgeber mit einer höheren Frequenz laufen, dann empfiehlt sich ein
kleinerer Widerstand R1 zu nehmen oder einfach komplett darauf zu
verzichten. Letzteres ist nicht unbedingt brauchbar. Befindet sich das
Potentiometer P1 im Anschlag, wo sein Widerstand 0 Ohm beträgt, kann der
Takt wegen Überlastung der Endstufe aussetzen. Bei größerer Abweichung
von diesem Schaltungsvorschlag empfehle ich die Lektüre des Datenblattes
von LMC555CN oder TLC555CP.
Vertauschen sollte man die Pins 1 und 8 vom IC1 nicht. Beim
Einschalten der Betriebsspannung verabschiedet sich dieses Bauteil mit
einem lauten Knall, sofern das Netzteil die dazu nötige Leistung
liefert. Aber auch eine (schwache) 9-V-Blockbatterie kann diesem IC an
den Kragen gehen.
Diese Schaltung ist für eine Betriebsspannung von 3 bis 12 V
ausgelegt. Ist also auch als Taktgeber für CMOS-Schaltungen geeignet. Es
sei allerdings angemerkt, dass bei 3 V die Leuchtdiode nur noch etwa
1,8 mA doch sehr dunkel leuchtet. Als Abhilfe kann der Widerstand R4 auf
einen Wert von 56 Ohm reduziert werden. Der LED-Strom beträgt dann etwa
18 mA. Bei Ub = 3V fallen über die Leuchtdiode und über die
Kollektor-Emitterspannung des Transistors T1 gut 2 V ab. Es bleiben für
den Widerstand R4 also nur noch 1 V übrig. Daher der niedrigen
Widerstandswert bei 3 V. Bei Ub = 12 V fallen über den Widerstand R4 10 V
ab. Dort sind dann die 560 Ohm genau richtig um die Leuchtdiode mit 18
mA zu betreiben.
Wenn die Schaltung nur mit 3 V betrieben wird und man setzt für
ausreichenden LED-Strom R4 auf 56 Ohm, ist der Basiswiderstand R3 zu
hochohmig. Mit 22 k-Ohm fliesst gerade noch ein Strom von etwa 0,1 mA.
Dies fordert vom Transistor T1 eine Stromverstärkung von 180 und das ist
zuviel wenn T1 durchgeschaltet sein soll. Daher muss man den Widerstand
R4 soweit reduzieren, dass die Stromverstärkung etwa 30 bis 40 beträgt.
Schaltung

Bauteilliste
Zeichen |
Bauteil |
Wert / Typ |
P1 |
Potentiometer |
1 MOhm |
R1 |
Widerstand |
47 kOhm |
R2 |
Widerstand |
1 kOhm |
R3 |
Widerstand |
22 kOhm |
R4 |
Widerstand |
560 Ohm |
D1 |
Leuchtdiode |
Standard, 5 mm, rot |
T1 |
Transistor |
BC 547 B |
IC1 |
Timer 555 (CMOS) |
LMC555CN/TLC555CP |
C1 |
Kondensator |
1 µF (Tantal) |
C2 |
Kondensator |
100 nF (z. B. MKS) |
Sicherheitshinweise
Bitte bauen Sie die Schaltung mit viel Sorgfalt auf. Unsachgemäße
Behandlung der Bauteile kann zur Zerstörung führen. Berücksichtigen Sie
auch, dass die Bauteile für diese Schaltung ausgewählt wurden und
eventuell für eine andere Anwendung nicht geeignet sind.
Der Nachbau und Betrieb geschieht auf eigene Gefahr! Jegliche Haftung für Schäden wird ausgeschlossen!
Schwierigkeitsgrad
Der Timer 555 wird immer wieder gerne von Anfängern verwendet. Dieser
integrierte Schaltkreis ermöglicht unglaublich viele Anwendungen.
Diese Schaltung ist die einfachste Art den Timer 555 zu verwenden. Die
Transistorstufe lässt sich natürlich auch für andere Zwecke
missbrauchen. Zum Beispiel um ein Relais zu schalten.
********************************************************I*
http://en.wikipedia.org/wiki/555_timer_IC
http://de.wikipedia.org/wiki/NE555NE555
Die integrierte Schaltung NE555 ist ein aktives elektronisches Bauelement, das häufig in Zeitsteuerungen und Taktgebern, teils sogar in Schaltnetzteilen Verwendung findet. Vorgestellt wurde der NE555 – häufig abkürzend auch nur als 555 bezeichnet – erstmals 1972 vom US-amerikanischen Halbleiterhersteller Signetics.
Aufgrund seiner Robustheit und Zuverlässigkeit wird er auch heute noch
eingesetzt, wobei seine Einsatzgebiete vom Spielzeug bis hin zur
Raumfahrt reichen. Der NE555 ist die weltweit meistverkaufte integrierte
Schaltung.[1]
Geschichte
Der NE555 wurde in den Jahren 1970 bis 1971 von dem Elektronik-Ingenieur Hans R. Camenzind für den US-amerikanischen Halbleiterhersteller Signetics (später Philips Semiconductors, heute NXP) entwickelt.[1][2] Anfangs war das Projekt sehr umstritten: Timerschaltungen wurden zuvor meist mit Operationsverstärkern oder Komparatoren gebaut, die einen Großteil der von Signetics hergestellten Analogschaltungen
ausmachten. Einerseits wurde bezweifelt, dass überhaupt ein Markt für
spezialisierte Timer-ICs bestünde, andererseits befürchtet, ein Timer-IC
könnte die Verkäufe der Operationsverstärker mindern – das ist in der
Wirtschaft als Kannibalismuseffekt bekannt. Die Bezeichnung NE555 stammt von Art Fury,
seinerzeit Marketingmanager bei Signetics. Auf ihn geht auch der
Umstand zurück, dass die Entwicklung des NE555 trotz der firmeninternen
Widerstände an Hans Camenzind in Auftrag gegeben wurde.[1]
Hans R. Camenzind hatte zuvor die Schaltkreise NE565/NE567 (eine Phasenregelschleife, PLL), und den NE566 (einen spannungsgesteuerten Oszillator,
VCO) entwickelt, die jeweils einen stabilen, von Temperatur und
Versorgungsspannung weitgehend unbeeinflussten Oszillator enthalten. Der
erste Entwurf des NE555 basierte deshalb auf einem ähnlichen
Oszillator, bei dem ebenfalls ein externer Kondensator von einem Spannungs-Strom-Wandler, der als Konstantstromquelle dient, und mehreren Stromspiegeln linear aufgeladen beziehungsweise entladen wurde und eine Dreieckspannung produzierte.
Nach Abschluss des Entwurfs und dessen Überprüfung und Genehmigung
durch Signetics verwarf Camenzind sein Design nochmals: Er ersetzte die
Konstantstromquelle durch einen einzelnen externen Widerstand. Damit
konnte anstelle des 14-poligen Gehäuses ein 8-poliges verwendet werden –
mit Konstantstromquelle wären 9 Anschlüsse notwendig gewesen; Signetics
stellte jedoch nur 8- oder 14-polige DIP
her. Obwohl die Aufladung beziehungsweise Entladung des Kondensators
über einen Widerstand nicht linear erfolgt, hat eine Änderung der
Versorgungsspannung keine Auswirkungen, da der Timer den Ladezustand des
Kondensators ratiometrisch,
d. h. im Verhältnis zur Versorgungsspannung, vergleicht. Als
Nebeneffekt war die neue Schaltung stabiler gegenüber
Temperaturschwankungen.
Ab 1972 wurde der NE555 in Massenfertigung
hergestellt. Die Nachfrage übertraf alle Erwartungen, im ersten Quartal
verkaufte Signetics mehr als eine halbe Million Stück. Die übrigen
Halbleiterhersteller bauten den NE555 sehr schnell nach: Bereits ein
halbes Jahr nach seinem Erscheinen waren 555er-Kopien von acht
verschiedenen Herstellern auf dem Markt. Teilweise werden für die
Nachbauten andere Typenbezeichnungen verwendet, wie beispielsweise
MC1455 von ON Semiconductor (früher Motorola), LM555 von National Semiconductor, KA555 von Fairchild Semiconductor (früher Samsung) oder der SN72555 von Texas Instruments. Auch im Ostblock wurden Nachbauten hergestellt, wie der K1006ВИ1 aus der ehemaligen UdSSR. Solche Nachbauten waren in den 1970er-Jahren bis zum Semiconductor Chip Protection Act
von 1984 (SCPA) allgemein üblich. Auch über 30 Jahre nach der
Markteinführung wurden im Jahr 2003 noch jährlich etwa eine Milliarde
Stück produziert.[2]
Auch die verfügbaren Chipgehäuse änderten sich im Laufe der Jahre: Der NE555 wurde von Anfang an im Plastikgehäuse, dem Dual in-line package (DIP), und im (heute nicht mehr üblichen) runden Metallgehäuse (TO-78 „metal can“)
hergestellt. Für Militär- und Weltraumanwendungen wird der NE555 auch
in Keramikgehäusen (CERDIP, LCC) verpackt. In den 1980er-Jahren folgten
Gehäusevarianten als Surface Mounted Device (SMD) wie SOIC, SSOP oder TSSOP.
Dual-Timer
556 im 14-poligen DIP-Gehäuse
Es kamen auch Varianten mit zwei und vier Timer-Schaltungen in einem
Gehäuse auf den Markt, welche den kompakten Aufbau komplexerer
Schaltungen erlauben. Die duale Variante NE556 beinhaltet in einem
Chipgehäuse mit 14 Pins zwei identische und voneinander unabhängige
555-Timer auf einem Chip. Die Variante NE558 beinhaltet vier Timer in
einem 16-poligen Gehäuse, auch als „Quad-Timer“ bezeichnet. Aufgrund von
zusammengefassten Anschlüssen sind die Timer in letzterer Variante
nicht völlig unabhängig voneinander.
Wenige Jahre nach der Markteinführung der bipolaren Version brachte Intersil eine weitgehend kompatible CMOS-Variante
auf den Markt. Sie hat das gleiche Pinout und identische Funktion bei
deutlich geringerem Stromverbrauch. Im Chipdesign sind keine Darlington-Stufen
erforderlich. Aufgrund des geringeren Eingangsstroms erlaubt sie
größere Widerstandswerte und die Ausgänge können bis an die
Versorgungsspannung ausgesteuert werden. Allerdings liefert die
CMOS-Variante im Vergleich zur Bipolarversion einen kleineren maximalen
Ausgangsstrom. Heute sind CMOS-Varianten von verschiedenen Herstellern
verfügbar, wie beispielsweise der LMC555 (National Semiconductor), TLC555 (Texas Instruments), ICM7555 (verschiedene Hersteller). Auch davon gibt es eine Dual-Variante mit der Bezeichnung ICM7556.[3]
Auch veränderte bipolare Versionen wurden herausgebracht, z. B. der ZSCT1555 von der Firma Zetex, der bis hinunter zu 0,9 V Versorgungsspannung arbeitet und somit für den Betrieb aus einer einzelnen Batterie-Zelle geeignet ist. Dieses Design stammt ebenfalls von Hans Camenzind.[4]
Aus heutiger Sicht ist der Timer 555 technisch veraltet: Die
Versorgungsspannung muss über 4,5 V liegen, der Ruhestrom ist mit bis zu
15 mA bei der bipolaren Version sehr hoch und die Ausgangsstufe erzeugt
bei jeder Umschaltung deutliche Stromspitzen. Dennoch wird das IC von
diversen Herstellern immer noch in unveränderter Schaltung produziert,
lediglich die Herstellungsprozesse wurden auf kleinere Strukturgrößen umgestellt, wodurch sich auch die Größe des Chips verkleinerte (englisch die shrink), vgl. Skalierung (Mikroelektronik).
Philips selbst stellte die Produktion des NE555 2003 abrupt und ohne
die übliche Vorankündigung ein, da beim Brand ihrer Fabrik in Caen die letzte Produktionslinie für die verwendeten Prozesse zerstört wurde.
Aufbau
Anschluss |
Name |
Beschreibung/Zweck |
1 |
GND |
Masse (0 V) |
2 |
TRIG |
„Trigger“: OUT steigt an und das Intervall beginnt, wenn dieser Eingang 1/3 VCC unterschreitet |
3 |
OUT |
Ausgang: Dieser Ausgang wird auf VCC oder GND betrieben |
4 |
RESET |
Ein Zeitintervall kann unterbrochen werden, wenn dieser Eingang auf GND gesetzt wird |
5 |
CTRL |
„Control“: Zugriff auf den internen Spannungsteiler (üblicherweise 2/3 VCC) |
6 |
THR |
„Threshold“: Das Intervall endet, wenn die Spannung an THR größer als bei CTRL ist |
7 |
DIS |
„Discharge“: Open-Collector-Ausgang: kann einen Kondensator zwischen den Intervallen entladen |
8 |
V+, VCC |
Versorgungsspannung (zwischen 3 und 15 V) |
Der NE555 enthält das Äquivalent von 24 Bipolartransistoren, zwei Dioden und 15 Widerständen (Small Scale Integration, SSI), die zusammen sechs Funktionsblöcke bilden (In unten stehenden Blockdiagramm und Schaltplan sind diese farbig hinterlegt):
- Zwischen der Versorgungsspannung VCC(+) und der Masse GND(−) befindet sich ein Spannungsteiler aus drei identischen Widerständen, der, wenn nicht von außen beschaltet, die beiden Referenzspannungen 1/3 VCC und 2/3 VCC liefert. Letztere ist am Anschluss-Pin Control Voltage verfügbar. (grün)
- Zwei Komparatoren sind jeweils mit einer der Referenzspannungen verbunden, während die beiden anderen Eingänge direkt auf die Anschlüsse Trigger beziehungsweise Threshold geführt sind. (gelb und orange)
- Ein Flipflop speichert den Zustand des Timers und wird über die beiden Komparatoren angesteuert. Über den Reset-Anschluss, der die beiden anderen Eingänge übersteuert, kann das Flipflop (und damit der gesamte Timer-Baustein) jederzeit zurückgesetzt werden. (lila)
- Am Ausgang des Flipflops folgt eine Ausgangsstufe mit Totem-Pole-Ausgang, die am Anschluss Output mit bis zu 200 mA belastet werden kann. (rosa)
- Parallel zur Ausgangsstufe ist ein Transistor angeschlossen, dessen Kollektor am Anschluss Discharge liegt. Dieser Transistor ist immer dann durchgeschaltet, wenn der Ausgang Low-Pegel hat. (hellblau)
-
-
Schaltung des bipolaren NE555
-
Schaltung der CMOS-Version
Grundschaltungen
Der NE555 verfügt über drei im folgenden beschriebene grundlegende
Betriebsarten. Darüber hinaus gibt es eine Vielzahl weitere und daraus
abgeleitete Schaltungsvarianten, wie elektronische Tachometer, Triggerschalter in Oszilloskopen, Grundfunktionen in Kabeltestern oder Temperaturregler, in denen der NE555 als Schaltungsteil eingesetzt wird.
Monostabile Kippstufe
Schaltbeispiel für den 555 im monostablilen Modus
Die Beziehungen des Trigger-Signals, der Spannung am Kondensator
C und die Pulsbreite
Als monostabile Kippstufe
arbeitet der NE555 als einmaliger Impulsgeber. Zu den Anwendungen in
diesem Modus gehören unter anderem Timer, Frequenzteiler,
Kapazitätsmessung und die Pulsweitenmodulation (PWM).
Der Puls beginnt, wenn der NE555-Timer ein Signal am Trigger-Eingang
empfängt. Das ist dann der Fall, wenn die Spannung am Trigger-Eingang
unter 1/3 der Versorgungsspannung fällt. Die Breite des Ausgangsimpulses wird über die Zeitkonstante eines externen RC-Netzwerks festgelegt, das aus einem Kondensator C und einem Widerstand R, wie in nebenstehender Schaltskizze dargestellt, besteht. Der Ausgangsimpuls endet, wenn die Spannung am Kondensator 2/3 der Versorgungsspannung entspricht. Die Impulsbreite τ des Ausgangsuimpulses kann durch Anpassen der Werte von R und C nach folgender Gleichung verändert werden:[5]

In dieser einfachen Grundschaltung ist die monostabile Kippstufe
nicht nachtriggerbar. Ein erneutes Trigger-Signal wird erst nach Ablauf
der Zeit τ akzeptiert. Durch Erweiterung der Schaltung kann mit
dem NE555 auch eine nachtriggerbare monostabile Kippstufe realisiert
werden.
Eine Anwendung der monostabilen Kippstufe mit der vierfachen Timerschaltung NE558 bestand in dem analogen Joystickinterface am sogenannten Game-Port des IBM-PC in den 1980er Jahren: Der NE558 stellt dabei einen Teil eines einfachen AD-Wandlers mit vier Kanälen dar, welcher den Widerstandswert des Potentiometers
pro Achse für zwei Joysticks in eine von der Auslenkung abhängigen
Impulsdauer umsetzt. Die Auslösung des NE558 und die Ermittlung der
Zeitdauer eines Impulse wird über die Software realisiert.[6]
Bistabile Kippstufe
Schaltbeispiel für den 555 im bistabilen Modus
Im Betrieb als bistabile Kippstufe wird im Prinzip nur das im NE555 eingebaute Flip-Flop verwendet. Einsatzgebiete sind z. B. prellfreie Schalter.
Der Trigger-Eingang (Pin 2) dient für das Flip-Flop als SET, womit die bistabile Kippstufe durch einen kurzen Impuls gesetzt wird. Ein kurzer Impuls am Reset-Eingang (Pin 4) dient als RESET, die bistabile Kippstufe wird damit zurückgesetzt. Sowohl der Set-Impuls als auch der Reset-Impuls entsprechen der negativen Logik – dieser Umstand wird durch ein Überstreichen der Signalnamen gekennzeichnet.
Da bei einer bistabilen Kippstufe keine zeitabhängige Funktion
vorhanden ist, sind im Prinzip keine zusätzlichen Kondensatoren
notwendig. Der in der Schaltung dargestellte Glättungskondensator mit 10 nF
am Anschluss CTRL dient, wie auch in den anderen Schaltungsmodi, nur
der Glättung der internen Referenzspannung und kann bei geringen
Genaugikeitsanforderungen entfallen.
Astabile Kippstufe
Schaltbeispiel für den 555 im astablilen Modus
Als astabile Kippstufe arbeitet der NE555 als Oszillator
und erzeugt an seinem Ausgang ein periodisches Signal. Dabei können, je
nach Beschaltung, verschiedene Schwingungsformen wie in der einfachsten
Form eine Rechteckschwingung
mit einem variablen Pulsbreitenverhältnis erzeugt werden. Zu den
Anwendungen gehören unter anderem alle Formen von Blinkern,
Impuls-Generatoren, elektronische Uhren, Anwendung aus der Tonerzeugung
oder als Taktquelle in Gleichspannungswandlern.
Die Schaltung wird durch zwei Widerstände, R1 und R2, und einen Ladekondensator C
gebildet. Der Ladekondensator ist zunächst ungeladen, wodurch über den
TRIG-Eingang das interne Flip-Flop gesetzt wird, der DIS-Ausgang
hochohmig ist und der Kondensator über die beiden Widerstände geladen
wird. Bei Erreichen von 2/3 der Versorgungsspannung am Kondensator C
wird das interne Flip-Flop zurückgesetzt, wodurch der DIS-Ausgang gegen
Masse (GND) geschaltet wird. Dadurch entlädt sich der Kondensator über
den Widerstand R2 und den DIS-Ausgang gegen Masse. Die Entladung erfolgt so lange, bis der Kondensator auf 1/3 der Versorgungsspannung entladen ist. Dann wird das Flip-Flop erneut gesetzt und der Vorgang beginnt von Neuem.
Damit lässt sich die Oszillatorfrequenz f in Abhängigkeit von den Bauelementen R1, R2 und C bestimmen zu:

Durch unterschiedliche Wahl von R1 und R2 lassen sich verschiedene Pulsbreitenverhältnisse wählen. Die Zeitdauer thigh für den High-Impuls am Ausgang ist

Die Zeitdauer tlow für den Low-Impuls am Ausgang ist gegeben als:

Die Widerstandswerte dürfen dabei nicht zu niederohmig gewählt
werden, um eine Überlastung der Ausgangsstufen zu vermeiden. So kann
beispielsweise mit dieser einfachen Grundschaltung kein
Pulsbreitenverhältnis von 50:50 erreicht werden, da dann der Widerstand R1 mit einem nötigen Wert von 0 Ω einen Kurzschluss darstellen würde.
Betriebsdaten und Varianten
Nachfolgende technische Detailangaben gelten für den NE555. Andere
Varianten des Timers können abweichende Spezifikationen haben, die sich
in den jeweiligen Datenblättern finden.
Parameter |
Wert |
Versorgungsspannung (VCC) |
4,5–15 V |
Versorgungsstrom (VCC = +5 V) |
3–6 mA |
Versorgungsstrom (VCC = +15 V) |
10–15 mA |
Maximaler Ausgangsstrom |
200 mA |
Maximale Verlustleistung |
600 mW |
Minimale Leistungsaufnahme |
30 mW (bei 5 V), 225 mW (bei 15 V) |
Betriebstemperatur |
0–70 °C |
Die nachfolgende Tabelle stellt eine Auswahl von aktuellen und
ehemaligen Herstellern der 555-Timerschaltung mit deren Typenbezeichnung
und Besonderheiten zusammen.
Datenblätter
Literatur
- Roland Jeschke: Blinken, Tönen, Steuern mit dem Timer 555. 2. Auflage. Frech-Verlag, Stuttgart 1982, ISBN 3-7724-0332-8.
- Karl-Heinz Bläsing, Klaus Schlenzig: Timerschaltkreise B 555 D und B 556 D Informationen und Applikationen. MV–Berlin, 1984.
- Patrick Schnabel, Thomas Schaerer: Timer
555. Grundlagen, anwendungsorientierte Schaltungen und Auszüge aus
Datenblättern zu einem Elektronik-Workshop. Das Elektronik-Kompendium. (Online).
Weblinks
Einzelnachweise
- ↑ a b c Hans Camenzind: Designing Analog Chips. 2. Auflage. Virtualbookworm.com Publishing, College Station, Texas 2005, ISBN 1-58939-718-5 (Kapitel 11 Timers and Oscillators: Seite 11–2 und 11-3, Online).
- ↑ a b Transistor-Museum: Interview mit Hans Camenzind über das Design des NE555 (englisch, Text und Audio).
- ↑ Walter G. Jung: IC Timer Cookbook, Second Edition, Sams Technical Publishing 1983, ISBN 978-0-672-21932-0, S. 40–41.
- ↑ Hans R. Camenzind: Redesigning the old 555. In: IEEE Spectrum. Band 34, Nummer 9, September 1997. IEEE Press, ISSN 0018-9235, S. 80–85.
- ↑ van Roon, Kapitel „Monostable Mode“ (Using the 555 timer as a logic clock).
- ↑ IBM-PC Gameport (Joystick), abgefragt am 8 Juni 2012, engl.
- ↑ Custom Silicon Solutions.
********************************************************I*Von Thomas Schaerer
Schaltungen mit dem Timer-IC NE555 / LMC555 / TLC555
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