DIODEN


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                                                                                             Wels, am 2018-12-18

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~015_b_PrennIng-a_elektronik-home-dioden (xx Seiten)_1a.pdf



                         Halbleiter-Dioden



Kennzeichnungen - Code - von Dioden
Dioden werden nach der „JEDEC"- oder der „Pro-Electron"-Typenkennung alphanumerisch unterschieden
Während nach +JEDEC" die ersten Ziffern — 1 N — nur auf eine Diode hinweisen,
wird nach „Pro-Electron" die Diodenkennung weiter differenziert. Es bedeuten:


1. Buchstabe (Kristallaufbau)

A: Germanium-Dioden  (Durchlaßspannung 0,2..0,3V)
B: Silizium-Dioden        (Durchlaßspannung 0,6..0,7V)


2. Buchstabe (Verwendung)

A: Diode (Schaltzwecke, Mischung)
B: Kapazitiätsdiode(veränderliche Kapazität)
E. Tunneldiode (Esaki-Diode)
G: Oszillatoranwendungen (Hochfrequenz)
H: auf Magnetfelder ansprechend (Hall-Feldsonde)
Q: Lumineszenzdiode (LED) und LASER-Diode
X: Diode für Vervielfacher (Hochfrequenz)
Y: Leistungs-Diode — Netzgleichrichter
Z: Z-Diode, Referenzdiode, Zenerdiode, Spannungsbegrenzung



Typische Werte sind für tu = 25°C und Ur = 20 V

1N4148   > 500 MOhm           (Universaldiode).
1N4001   >  20 MOhm           (bei 100 V) (Gleichrichterdiode).
BA243    > 150 MOhm           (Schalterdiode).
AA113    >   1 MOhm           (Germanium-Spitzendiode).
BAS40-01 >  30 MOhm..250 MOhm (Schottky-Diode).
BB205    >   1 GOhm           (Kapazitätsdiode UHF).
BAR12-1  >  30 MOhm           (PIN-Diode).



JEDEC   z.B. 1N4148

schwarz = 0 
braun    = 1  
rot    = 2
orange = 3   
gelb    = 4   
grün    = 5   
blau    = 6   
violett    = 7    o
grau    =    8  
weiß    = 9    g
weiß    = 9
Die Kennung - 1Nxxxx - wird vor den ersten Ring gedacht.


Pro Electron
  z.B. AAY27 oder BAW75

1. Ring breit      2. Ring breit    3. 4. Ring schmal
(1. 2.Buchstabe)
                   weiß    = Z      schwarz = 0
braun  = AA                  grau    = Y      braun   = 1
rot    = BA        schwarz = X      rot     = 2                                   
                   blau    = W      orange  = 3
                   grün    = V      gelb    = 4
                   gelb    = T      grün    = 5
                   orange  = S      blau    = 6
                                    violett = 7
                                    grau    = 8
                                    weiß    = 9


Toleranz
A = ± 1 %;
B = ± 2 %;
C = ± 5%;
D = ± 10 %
E = ± 15%

6V8= 6,8 V


OA5    Germanium Schaltdiode (veraltete Bauweise)
AAY27  Germanium HF-Spitzendiode
AAY54  Germanium HF-Spitzendiode (UHF-Bereich)
AA143  Germanium Universaldiode max. 80mW
DA81   Germanium-Diode hochohmig für Diskriminatorschaltungen
BA379   Silizium PIN-Diode UHF/VHF
BB105   Silizium-Planar-Kapazitätsdiode 5..20 pF
BB112      Kapazitätsdiode wie die BB112 ersetzt einen Drehkondensator.
MBD101  Silizium Hot-Carrier UHF-Mischdiode
BA382   Silizium PIN-Diode UHF/VHF
MBD102  Silizium Hot-Carrier UHF-Mischdiode

BA243 BA244 = BA182 BA284   Silizium-Planar-Schalterdiode 0,4 Ohm bei 10mA
BXY14   Kapazitätsdiode (Varaktor) bis 15GHz
1N4148   Silizium Universaldiode (schneller Schalter) 1A max. 500mW
1N5407   Silizium-Leistungsdiode 3A
1N3716   Tunnel-Diode (ESAKI-Diode)
BB203..BB209  BB413 BB304 Silizium-Kapazitätsdiode für UKW-Tunern  Varikaps (Variable Capacitance) 20pF..220pF (Abstimmdiode)
BAS40-01..06 Schottky-Dioden

BZX83/C6V2 (BZX83-C6V8) Zenerdiode 6,2V 500mW DO35 +-5%
BZX84C5V6  Silizium-Planar-Z-Diode 6,2V/500mW  TO-236
ZPD 6,2  Zenerdiode 6,2V/500mW
ZW 6,2   Zenerdiode 6,2V/600mW
ZY 82    Zenerdiode 82V/1,3W
ZX 75    Zenerdiode 75V/12,5W
ZD 33    Zenerdiode 33V/1,3W   

BAV10    Silizium-Planar-Diode (schneller Schalter) Magnetkernspeicher
BB141    Silizium Expitaxie Planar-Kapazitätsdiode 2..16pF

BAY 23    Hochspannungsflächendiode 1000V/50mA/250mW

SHG 20    Gleichrichter > 400V/2A
BY 103    Netzgleichrichter (Silizium) Us > 1300V I=1A
MR 751    Netzgleichrichter (Silizium) Us > 100V I=20A
BR 210    Netzhochleistungsgleichrichter 700V I=25A
B250C5000/3300 - 250V/5A
Brückengleichrichter 250V/5A  Selengleichrichter






Zener-Spannungen
Zenerdioden werden im Spannungsbereich von 2,7 V ... 200 V geliefert
Abstufungen der Zenerspannung nach JEC-Normreihe  (Temperaturstabil)

    U = 2,7V;    3;    3,3;    3,6;    3,9;    4,3;    4,7;    5,1;    5,6;    6,2;    6,8;    7,5;
    8,2;    9,1;    10;    11;    12;    13;    15;    16;    18;    20;    22;    24;
    27;    30;    33;    36;    39;    43;    47;    51;    56;    62;    68;    75;
    82;    91;    100;    110;    120;    130;    150;    160;    180;    200V.

Zener-Leistungen
z. B. 0,5 W; 1,3 W; 1,5W; 2,5 W; 12,5 W; 20W



Temperaturkompensierte Referenzdioden
1N821A..1N829A  6,2V  (ZD5,5V+0,7V)
1N935  9,0V  (ZD7,6V+0,7V+0,7V)
1N941 11,7V  (ZD9,6V+0,7V+0,7V-0,7V)
1N4890..1N4895

Ultrastabile temperaturkompensierte Silizium-Referenzdioden  20, 50 und 100 ppm/1.000h
1N3501  6,35V/<7,5mA/<250mW 100 ppm  TK 0,001%/K, DO-7
1N3502  6,35V 100 ppm TK 0,00025%/K, DO-7
1N3503  6,35V  50 ppm TK 0,001%/K, DO-7
1N3504  6,35V  20 ppm TK 0,001%/K, DO-7

TAZ-Suppressor-Dioden
Transient Absorbtion Zehner-Diode (Impulsleisung < 1.500 Watt)
1N5555  33,0V 32 A  DO-14
1N5556  43,7V 24 A
1N5557  54,0V 19 A
1N5558 191,0V     5,7A


1N914, 1N4148 Universalsignaldiode
OA90, OA95,
Schottky BAT46, BAT49, BAT85, 1N6263, 1N5819, 1N5625 5A
1N4004 1A, 1N5404 3A Gleichrichterdiode
Avalanche-Diode BAS11,
Fast Recovery 1N4936, BYT01-400, BYT03-400,

Z-Diode 5,6V  BZX55C5V6 1N5232 1N752 0,5W, BZX85C5V6 1,3W, 1N5339B 5,0W
Brückengleichrichter B80C1500,

Bidirektionale Silizium-Triggerimpuls-Diode (DIAC 133) BR100-03 ODER DB3 DB-3 (32+-4V / 2A)

in EAGLE 3.55 1999.07.19  af_sch-brd\gleichri.doc (Library AF_GEAKT)
a
a



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       Z-Diode-Erweiterungskurs und die Bandgap-Referenz

von Thomas Schaerer  2018-12-19
Dieser Elektronik-Minikurs wurde überarbeitet, wobei es auch zwei neue Beiträge gibt.
Der bisherige Inhalt befasst sich mit Dioden zur Begrenzung von Wechselspannungen.
Ein praktisches Beispiel ist die Spannungsbegrenzung eines Fahrrad-Dynamos mit zwei antiseriell geschalteten Leistungs-Z-Dioden, parallel geschaltet zum Dynamo.
Damit die leistungsschwache Glühbirne des Rücklichtes nicht mehr durchbrennt, wenn die stärkere Glühbirne im Scheinwerfer durchbrennt, ist diesen Z-Dioden zu verdanken. Dass diese Schaltung nur noch selten zum Einsatz kommen wird und kann, ist klar, weil für moderne LED-Beleuchtung ist dies nicht brauchbar.
Sinnvoll ist diese LED-Modernisierung jedoch nur, wenn keine Primärzellen (Wegwerfbatterien) zum Einsatz kommen.
Weitere Themen sind der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient von Z-Dioden, dargestellt mit einem Diagramm. Hier lernt man was man beachten muss, will man einen vernünftigen Kompromiss zwischen diesen beiden Abhängigkeiten erreichen.
Dann folgt ein Kapitel zum Thema "Präzisions-Z-Dioden" und was genau bedeutet schaltungstechnisch der differenzielle Widerstand.
Danach folgt das grosse Kapitel zum Thema die Bandgap-Spannungsreferenz.
Zentral im Fokus steht der sehr bekannte LM385 mit einstellbarer Spannung mit zwei Widerständen und die Festspannungs-Versionen LM385-1.2 und LM385-2.5.
Der allseits gut bekannte Spannungsregler LM317(L) beinhaltet eine Bandgap-Referenz.
Je nach Anspruch der Präzision und Stabilität eignet sich auch dieser Spannungsregler als Spannungsreferenz.
Jedoch, gerade beim Batteriebetrieb kann es sich lohnen bei niedrigem Leistungsverbrauch, von z.B. CMOS-Schaltungen, den LM385 als Shuntregler einzusetzen.
Praktisches Beispiel ist der Einsatz eines Hallsensors.
Das neue Kapitel befasst sich eingehend mit der Application-Note "Current-Source" aus dem LM385-Datenblatt.
Diese Schaltung habe ich mit einem Testboard aufgebaut und getestet. Diese Konstantstromquelle besteht einzig aus einem LM385 und zwei PNP-Transistoren.
Präzision und Stabilität überzeugen für den Nachbau.
Ebenfalls neu ist ein kurzer Beitrag zum XFET, dessen Referenzspannung von so hoher Qualität ist, dass der XFET sich speziell für AD/DA-Wandlersystemen mit hoher Auflösung eignet.
Weil dem so ist, kann man die hohe Präzision leicht zerstören, wenn man mit passivem Tiefpassfilter die Rauschspannung reduzieren will.
Ein Artikel aus dem Fachmagazin POLYSCOPE zeigt, wie man tiefpassfiltert ohne diese Störung zu verursachen.
Dieser Artikel ist als pdf-File gegeben zum gratis kopieren.




Einleitung und Grundlage

Dieser Elektronik-Minikurs erweitert den Grundlagenkurs über Zener-Dioden von Patrick Schnabel.
Da geht es um die elektronische Basis der Zener-Diode, die im Prinzip besser als Z-Diode bezeichnet wird.
Warum das so richtig ist, liest man ebenfalls in diesem Z-Dioden-Grundlagenkurs.
In einem Diagramm wird gezeigt wie die Z-Diode arbeitet. Die Schwellwertspannung im Normalbetrieb in der Sperrrichtung und die Durchflussspannung, wenn die Z-Diode im Durchflussbetrieb, wie eine Diode, arbeitet.
Weitere Themen sind der Unterschied zwischen dem Zener- und Avalanche-Effekt und etwas zur Temperaturabhängigkeit der Z-Diode und wie man diese Abhängigkeit kompensieren kann.

In diesem Elektronik-Minikurs geht es um zusätzliche Erkenntnisse zur Z-Diode.
Als nächstes lernen wir, dass man auch Wechselspannungen (AC-Spannungen) stabilisieren kann, vorausgesetzt allerdings, dass die Form der Amplitude irrelevant ist.
Es wird eine sehr praktische Anwendung gezeigt, welche verhindert, dass das Fahrradrücklicht auch kaputt geht, wenn die stärkere Frontlampe durchbrennt.
Für zeitgemäss moderne Fahrradlichter mit LED gilt das natürlich nicht mehr.
Danach geht es um den differenziellen Widerstand und um den Temperatur-Koeffizienten (TK) der Z-Diode.
Dies sind zwei wichtige Parameter.

Die Präzisions-Z-Diode und die Bandgap-Spannungsreferenz (Bandgap-Referenz) runden diesen Elektronik-Minikurs fast ab, wobei die Bandgap-Referenz noch ausführlich in einer praktischen Anwendung als hochstabile Spannungsquelle für kleine leistungsarme Schaltungen mit kleinstem Aufwand vorgestellt wird.
Fast bedeutet, noch nicht ganz am Schluss.
Unmittelbar davor liest man noch etwas von den XFET-Spannungsreferenzen mit einem interessanten Beitrag aus dem CH-Elektronikmagazin POLYSCOPE zu diesem Thema. Es geht darum, wie man ungewollt die hohe Präzisionsqualität der relativ teuren XFETs verschlechtern kann und wie man dies vermeidet.


Dioden und Z-Dioden begrenzen auch Wechselspannungen



Bild 1.
zeigt wie man es mit Kleinsignaldioden (z.B. 1N914 oder 1N4148) oder auch mit Leistungsdioden (z.B. 1N4001) anstellt.
Es werden zwei gleiche Dioden antiparallel geschaltet und mit dem Vorwiderstand Rv den Strom begrenzt.
Bei der positiven Halbwelle begrenzt Diode D1 mit ihrer Durchflussspannung, bei der negativen Halbwelle begrenzt Diode D2.
Die trapezartige Ausgangsspannung hat bei Silizium-Dioden einen Wert von etwa 1,3Vpp.
Bei der Verwendung von Germanium-Dioden (z.B. 1N270) sind es etwa 0,5Vpp.
Das gilt für kleine Signalströme im mA- und 10mA-Bereich.
Bei Strömen bis 1A bei 1N400x Dioden steigt die trapezartige Ausgangsspannung bis 2Vpp.




Bild 2
zeigt die Methode mit Z-Dioden. Genauso wie bei der DC-Spannungsanwendung werden auch bei der AC-Spannungsanwendung die Z-Dioden in Sperrrichtung betrieben.
Daher muss man zwei solche Z-Dioden antiseriell und nicht antiparallel schalten.
Antiparallel hätten sie die selbe Wirkung wie Dioden.
Die Durchlassspannungen würden beide Halbwellen begrenzen.

In der antiseriellen Schaltung, wie Bild 2 zeigt, fliesst bei der positiven Halbwelle der Strom über Rv durch die Z-Diode Z1 (es begrenzt die Z-Spannung) und durch die Z-Diode Z2 (es begrenzt die Durchflussspannung).
Es addieren sich diese beiden Spannungswerte.
Bei der negativen Halbwelle arbeitet Z1 im Durchfluss- und Z2 im Zenerspannungsbetrieb.
Bei identischen Z-Dioden hat man am Ausgang eine symmetrische trapezartige Ausgangsspannung.

Bei der Verwendung von Z-Dioden, im Z-Spannungsbereich von etwa 6V bis 9V, hat man einen relativ scharfen Begrenzungsknick und eine besonders konstante Z-Spannung, während die Sinusspannung ihre Amplitude durchläuft.
Warum dies so ist, erklärt weiter unten der Abschnitt "Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient".


Z-Dioden-Stabilisierung für die Fahrradbeleuchtung




Die traditionelle Fahrradbeleuchtung besteht aus einem kleinen Scheinwerfer mit einer Glühbirne mit 6V/0.4A und einem Rücklicht mit einer kleineren Glühbirne mit 6V/0,05A.
Als Spannungsquelle dient ein Dynamo, angetrieben am Gummipneu des Vorderrades.
Brennt die vordere leistungsfähigere Glühbirne durch, dann passiert das selbe kurz darauf der hinteren, weil diese eine viel zu hohe Dynamospannung abkriegt, denn mit einem Strom von nur 50mA ist der Dynamo viel zu gering belastet.
Diesem Problem kann man wirkungsvoll begegnen, in dem man parallel zu den Dynamoanschlüssen zwei kleine Leistungs-Z-Dioden in Serie schaltet, die dafür sorgen, dass die AC-Spannung des Dynamo auf etwa 6 Veff begrenzt wird, wenn dieser unbelastet oder zuwenig belastet ist.

Bei einer sinusförmigen AC-Spannung von 6Veff, beträgt die Scheitelspannung 8,5Vp.
Wenn man zwei Z-Dioden mit einer Zenerspannung von je 6,2V wählt, wird die AC-Spannung auf rund 7Vp begrenzt.
Die effektive Spannung ist allerdings etwas niedriger, aber nicht so viel, weil wir es hier mit einer trapezartigen und nicht mit einer sinusartigen Spannung zu tun haben.
Die Spannungsfläche des Trapezes ist etwas grösser als die des Sinus.
Die effektive Spannung liegt etwas oberhalb des Wertes von 6Veff. Wenn beide Lampen funktionieren, belasten die Z-Dioden den Dynamo nur wenig bis fast gar nicht.
Fast gar nicht heisst, dass die Spitzenwerte immer etwas beschnitten werden, aber das alles ist ja auch von der Fahrgeschwindigkeit abhängig.
Wenn man Z-Dioden mit einer Spannung von 6,2V und einer Leistung von 5W wählt, ist man gut bedient.
Ich baute vor vielen Jahren eine solche Kombination einem Fahrrad ein und es funktioniert bis heute prima.
Es ging dabei um ein Fahrrad, dessen Dynamoantrieb an den Gummipneu des Vorderrades gekoppelt ist.
Ob diese Methode auch bei einem modernen Nabendynamo durchführbar ist, weiss ich nicht.


Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient



Auf der X-Achse ist die Z-Spannung eingetragen.
Es werden dabei Z-Dioden mit Z-Spannungen im Bereich von 2,4V (BZX79-C2V4) bis 33V (BZX79-C33V) gezeigt.
Die Daten zu diesem Diagramm sind ursprünglich aus einem Datenblatt von SGS-THOMSON abgeleitet.
Hier ein BZX79-Datenblatt von NXP-Semiconductors.
Auf der linken Y-Achse ist der differenzielle Widerstandsbereich und auf der rechten Y-Achse ist der TK-Bereich eingetragen.

Betrachten wir zuerst die Kurve des differenziellen Widerstandes rDIFF.
Wie bereits angedeutet, ist dieser Widerstandswert im Bereich der Z-Spannungen von 6V bis 9 Volt am niedrigsten.
Dies bedeutet, dass Z-Dioden des Typs 6,4V, 7,5V und 8,2V sich besonders dann eignen, wenn es auf eine stabile Spannung ankommt, die möglichst wenig von Z-Stromänderungen, bzw. von Spannungsänderungen vor dem Vorwiderstand beeinflusst werden soll.

Betrachten wir jedoch auch die Kurve des TK, dann stellt man sogleich fest, dass es, wie im praktischen Alltag, auch hier nicht möglich ist, den Batzen und das Brötchen zu bekommen.
Den geringsten TK-Wert ist mit etwa 5,2V nämlich dort, wo der differenzielle Widerstand etwa vier mal grösser ist als sein minimalster Wert.
Das Optimum für beide Werte liegt bei etwa 5,6V, also für eine Z-Diode des Typs BZX79-C5V6.

Die Serieschaltung von Z-Dioden

Um höhere Z-Spannungen zu erzeugen, kann man eine Z-Diode mit einer hohen Z-Spannung benutzen oder man schaltet mehrere Z-Dioden mit niedrigeren Z-Spannungen in Serie.
Diese zweite Methode ist teurer, jedoch bringt sie besonders betreffs TK klare Vorteile.
Wie wir im Beispiel des folgenden Abschnittes sehen, kann die Serieschaltung auch für den differenziellen Widerstand vorteilhaft sein.

Eine 33V Z-Diode hat einen differenziellen Widerstand von 35 Ohm und einen TK von +30mV/K.
Verwendet man anstelle dieser Z-Diode vier in Serie geschaltete 8,2V Z-Dioden beträgt der differenzielle Widerstand 24 Ohm und der TK +18mV/K.

Bevorzugt man einen möglichst niedrigen TK, kann man drei 3,9V Z-Dioden und drei 6,4V Z-Dioden in Serie schalten.
Der resultierende TK ist praktisch 0mV/K, abgesehen von Exemplarstreuungswerten. Der differenzielle Widerstand beträgt dann allerdings rund 130 Ohm. Die Z-Spannung beträgt etwa 31V, wobei diese Z-Spannung empfindlich auf Z-Strom-Unterschiede ist, bei diesem doch recht hohen differenziellen Widerstand.

Fazit: Da der TK auch negative Werte haben kann, ist es leicht möglich, durch geschickte Auswahl, den resultierenden Wert fast auf Null zu kompensieren.
Betreffs resultierendem differenziellen Widerstand hat man eher Nachteile in Kauf zu nehmen.


Präzisions-Z-Dioden

Es gibt Temperaturdrift kompensierte Zener-Referenzen. Diese Referenzelemente haben um einen 10- bis 100-fachen niedrigeren differenziellen Widerstand als herkömmliche passive Z-Dioden.
Diese Referenzelemente können wie herkömmliche Z-Dioden beschaltet werden.
Nehmen wir z.B. den LM329 mit seinen Spitzendaten:

Betriebsstrombereich         : 0,6mA bis 15mA
Referenzspannung             : 6,9V   (typisch)
Differentieller Widerstand   : 0,6 Ohm (typisch)
Langzeitstabilität (1000 Std): 20ppm (typisch)
Temperatur-Koeffizient (TK)  :  6ppm/K = 0,04mV/K (typisch)


Es gibt noch weitere hochpräzise Zener-Referenzelemente.
Solche welche zwar nach dem Zenereffekt arbeiten, jedoch nicht als Z-Dioden in der Anwendung konzipiert sind.
Sie haben drei Anschlüsse.
Zwei dienen der Speisung ohne Vorwiderstand und der dritte ist die Rereferenzausgangsspannung.
Diese Spannung ist hochpräzise
z.B. auf 10.000 Volt lasergetrimmt.
Solche Referenzelemente braucht man z.B. als Spannungsreferenz für eine sehr genaue Digitalisierung elektrischer Spannungswerte von irgendwelchen physikalischen Sensoren.
Als Vertreter solcher Hochpräzisionsspannungsreferenzen wäre der LM169 zu nennen.
Auch dieser arbeitet nach dem Prinzip der TK-kompensierten Zenerspannung.

ACHTUNG:
10.000 bedeutet Präzision bis zur dritten Dezimalstelle und nicht 10-Tausend.
Im Falle von 10-Tausend würde man 10.000 lesen.
Mehr dazu liest man in der Indexseite im Kapitel Diverse technische Infos im Abschnitt "Dezimalstellen - Punkt statt Komma".


Was bedeutet der differenzielle Widerstand?





Bild 5 zeigt eine Ersatzschaltung.
Rz ist Teil der realen Z-Diode, welche punktiert umrahmt ist.
Die reale Z-Diode besteht aus Rz und Uz.
Ohne Rz wäre die Z-Spannung am Ausgang Ua, unabhängig von einer Änderung des Z-Stromes, absolut konstant.
Ändert sich jedoch der Strom in einer realen Z-Diode, so ändert sich auch die Spannung über Rz.
Je grösser Rz ist, um so grösser ist auch die von der Z-Stromänderung abhängige reale Z-Spannungsänderung an Ua.
Oder:
Je niedriger das Verhältnis von Rv/Rz ist, um so grösser ist die von der Eingangspannungsänderung abhängige Z-Spannungsänderung an Ua.


Die Bandgap-Spannungsreferenz

Für niedrige Referenzspannungen bietet sich ein anderes Prinzip an, das so genannte Bandgap-Prinzip, dass hier kurz beschrieben wird.



Bild 6 zeigt die vereinfachte Version einer Bandgap-Referenz, dimensioniert auf eine Spannung von 1,2Vdc.
T1 arbeitet mit einem relativ hohen Kollektorstrom IC1.
Der T2-Kollektorstrom IC2 ist etwa zehn mal niedriger als IC1.
Die Differenz der beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 liegt über R3 dUBE.
Wenn T1 und T2 hohe Stromverstärkungen besitzen, sind deren Emitterströme gleich gross wie deren Kollektorströme, da die Basisströme vernachlässigbar niedrig sind. Dadurch wird die Spannung über R2 proportional zur Spannung über R3 verstärkt.
Es gilt:
UR2 = IC2*R2 = IE2*R2 = dUBE*R2/R3

T3 arbeitet als Verstärkerstufe und reguliert die Ausgangsspannung zwischen Kollektor und Emitter auf einen Wert, der sich aus seiner Basis-Emitter-Schwellenspannung und der Spannung über R2 addiert.
Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 hat einen negativen TK, während der Spannungsabfall über R2 einen positiven TK hat.
Die Spannung über dem Referenzelement ist TK-kompensiert, wenn die Summe der beiden Spannungen gleich gross ist wie die so genannte Energie-Bandgap-Spannung.

Dies ist ein leicht modifizierter kleiner übersetzter Ausschnitt aus der Application-Note AN-56, ursprünglich von National-Semiconductor.
Für weitergehendes Studium der Bandgaptechnik empfehle ich AN-56 und andere geeignete Literatur.
Auch im Elektronikstandardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk findet man einiges zu diesem Thema.

Bild 6 unterscheidet sich von Bild 1 in AN-56, dass mit Rv ein Vorwiderstand (Seriewiderstand) anstelle einer Konstantstromquelle zur Anwendung kommt.
Es mag Anwendungen geben, bei denen eine Konstantstromquelle nötig ist.
Üblich ist ein Widerstand, weil die hochstabile Referenzspannung über einen grossen Strombereich sehr stabil ist.
Anstelle der hier beschriebenen Referenzspannung von 1,2Vdc, kommen in meinen Elektronik-Minikursen in der Regel Referenzspannungen von 2,5Vdc zum Einsatz.
Es ist dies der LM385-2.5 ursprünglich von National-Semiconductor, und damit kommen wir zur ersten praktischen Anwendung mit dem LM385-2.5:
Einfaches Netzteil mit NPN-Komplementärdarlingtonstufe:
Hier dient in Bild 1 die Bandgap-Referenz LM385-2.5 mit einer Spannung von 2,5Vdc als Referenzspannung für ein steuerbares Netzgerät zwischen 0 bis 20Vdc mit einem Maximalstrom von 3A.


LM385 geeignet auch als Betriebsspannung bei kleinen Strömen

Es empfiehlt sich beim Weiterlesen, die folgenden drei Datenblätter im Web-Browser präsent zu haben.
Es gibt drei Typen des LM385.
Den LM385-1,2 mit einer festen Referenzspannung von 1,2Vdc, den LM385-2.5 mit 2,5Vdc und den universellen LM385 mit einem frei dimensionierbaren Spannungsbereich zwischen 1,24V und 5,30Vdc.
Die Spannung innerhalb dieses Bereiches realisiert man mit einem einfachen Widerstandsnetzwerk.
Selbstverständlich kommen dabei nur Metallfilmwiderstände zum Einsatz, damit die Temperaturstabilität der hochwertigen Bandgap-Referenz nicht unnötig verschlechtert wird. Man beachte im Datenblatt des universellen LM385 das reichhaltige Anwendungssangebot auf den Seiten 4 bis 7.
Die Variationsvielfalt ist beeindruckend und interessant. Diese Schaltungen laden zum Experimentieren ein!

Für niedrige bis höhere stabilisierte Betriebsspannungen mit niedrigen Leistungen (Ströme im 10mA-Bereich) eignen sich hervorragend die kleinen Brüder der beiden Spannungsregler-ICs LM317 und LM337.
Der LM317L für die positive und der LM337L für die negative Betriebsspannung für einen Bereich zwischen 1,25Vdc (Referenzspannung) und theoretisch maximal 37Vdc.
Obwohl der LM317(L) und der LM337(L) BG-Referenzquellen enthalten, haben die Ausgänge, wegen der zusätzlich notwendigen IC-internen Beschaltung, nicht die selbe Präzision.
Trotzdem gibt es Anwendungen bei denen die Qualität der Ausgangsspannung von LM317(L) und LM337(L) als Spannungsreferenz genügt.

Wenn man sich für diese Spannungsregler interessiert, empfehle ich die folgenden Elektronik-Minikurse mit leicht verständlichen theoretischen Grundlagen und dazu passenden Anwendungen:

Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler und zusätzlich eine einfache Akku-Ladeschaltung mit LM317LZ

LM317 runter bis Null Volt und frei definierbare Strombegrenzung

Das 78xx-, LM317- und Lowdropout-Schaltungsprinzip!





Teilbild 7.1
zeigt die Grundschaltung für den LM317(L).
Ob LM317 oder LM317L, beide Spannungsregler benötigen einen minimalen Lasstrom von 3,5mA.
Empfehlenswert sind 5 mA und dies ist bereits gegeben durch R1 = 240 Ohm.
Die IC-interne BG-Referenz hat eine Spannung von typisch 1,25Vdc.
Dies gibt mit R1 ein Strom von 5.2 mA. Wählt man ein Widerstand aus der 5%-Reihe, kann man auch 220 Ohm (5,7mA) oder 270 Ohm (4,6mA) einsetzen.
So genau muss es nicht sein. Wenn dieser minimale Strom durch die Last RL nicht unterschritten wird, könnte man R1 und damit logischerweise auch R2 hochohmiger wählen. Aber nicht übertreiben, weil es würde sonst die Stabiliät der Spannung verschlechtern, weil der Strom vom Anschluss des ADJUST maximal 0,1mA (worstcase) beträgt.
Der Strom durch das spannungsgebende Netzwerk aus R1 und R2 sollte von diesem ADJUST-Biasstrom möglichst wenig beeinflusst werden.

Man beachte im Datenblatt des LM317L, dass der Wert des ADJUST-Biasstromes (Adjustment Pin Current) in Electrical-Characteristics auf Seite 2 mit 50µA (typisch) und 100µA (maximum) angegeben ist.
Dazu kommen die thermisch bedingten Spannungswerte im Diagramm Adjustment Current auf Seite 3.
Da zeigt es sich, wie dieser Bias-Strom relativ stark temperaturabhängig ist, obwohl LM317(L) und LM337(L) eine Bandgap-Referenz enthalten.
Das zeigt geich auch die Grenzen der Anwendung: LM317(L) und LM337(L) eignen sich als Referenzspannungsquelle nur bedingt, sind jedoch im Einsatz als Spannungsregler für positive und negative Betriebsspannung meist sehr gut geeignet. Siehe auch LM317/LM337-Wiki.

Anstelle einer Längsregelung ist es aber ebenso möglich eine Z-Diode als Parallel-Shuntregler einzusetzen, wenn nur wenig Leistung bei kleinem Strom im Spiel ist und dessen Stabilitätseigenschaft genügt.
Nachteilig ist jedoch, dass der Strom durch die Z-Diode nicht all zu niederig sein darf, wenn sie die bestmögliche Stabilitätseigenschaft bieten soll.
Der Strom muss so gross sein, dass die Z-Spannung im Sättigungs- und nicht im Knickbereich von Strom und Spannung liegt. Meist sind dazu ebenfalls einige mA notwendig und das kann ebenso leicht dazu führen, dass der Strom durch die Z-Diode grösser ist, als die des Verbrauchers RL, wie dies Teilbild 7.2 zeigt.
Dazu kommt, dass die Toleranz der Zenerspannung oft zu gross ist für anspruchsvollere Anwendungen.
Eine kleine Z-Diodenspeisung eignet sich dann, wenn die Ansprüche gering sind und eine solche Teilschaltung bereits von einer stabilisierten höheren Betriebsspannung für die umfassendere grössere Schaltung gespeist wird.
Eher gar nicht geeignet ist die Batteriespeisung wegen dem grossen Spannungsunterschied zwischen dem geladenen und entladenen Zustand der Batterie.
Die Stabilitätskriterien von Z-Dioden sind ausführlich im Kapitel "Der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient", weiter oben, mit den Bildern 4 und 5 beschrieben.

Abhilfe schafft hier eine Bandgap-Referenz mit einem grossen Strombereich und gleichbleibender stabiler Referenzspannung, wenn man von wenigen Millivolt grosszügig absieht. Beim LM385-2.5 ist das ein Bereich von 20µA bis 20mA bei einer maximalen Spannungsänderung von maximal 20mV.
Das sind 0.8% in Bezug auf die Referenzspannung von 2,5Vdc.
Bei einer Stromänderung zwischen 20µA und 1mA sind es maximal nur 2mV, entsprechend 0.08%.

Man darf sich allerdings nicht nur auf die Tabelle des Electrical-Characteristics verlassen.
Man betrachte im Datenblatt des LM385 auch das Diagramm Minimum-Operating-Current, mit der selbst definierbaren Referenzspannung, dass der minimale Strom bis auf 60µA ansteigt, wenn die Referenzspannung 5 VDC beträgt.
Bei der Dimensionierung der Schaltung gemäss Teilbild 7.3 sollte man daher typisch einen LM385-Strom von 0,1mA vorsehen.
Der Widerstand R1 muss so dimensioniert sein, dass bei minimaler Spannung von +Ub und bei maximalem Laststrom durch RL, ein Strom von 0,1mA durch den LM385 sicher gestellt ist.

Es ist also möglich eine sehr stabile Betriebsspannung für eine kleine Schaltung mit einem Eigenstrom von nur 0,1mA zu realisieren.
Der Eigenstrom eines LM317L beträgt im Vergleich dazu 3mA (5mA).
Wenn die damit gespeiste Schaltung jedoch sehr viel weniger Strom benötigt und sie ist batterie- oder u.U. auch akkugespeist, ist es vorteilhafter, wenn die Spannungsregelung wesentlich weniger Strom aufnimmt, als die durch sie gespeiste Schaltung.
Bild 8 zeigt
zwei prinzipielle und praktische Schaltungen mit wenig Strom- und Leistungsverbrauch, die eine gespeist mit der variablen Bandgap-Referenz LM385 und die andere mit zwei fixen Bandgap-Referenzen LM385-2.5 als symmetrische Spannungsquelle von ±2,5Vdc.




Teilbild 8.1 zeigt eine kleine akkubetriebene Schaltung für sehr kleine Leistung.
Es geht in diesem Beispiel darum eine kleine HCMOS-Schaltung mit wenig Stromverbrauch zu betreiben.
Mit relativ niedriger Taktfrequenz bei nicht zu vielen digitalen Komponenten ist ein Betriebsstrom von nur 1mA durchaus möglich.
Es darf aber auch mehr sein. Wir werden aber noch sehen, wo die vernünftigen Grenzen liegen.

Ein Nickel-Metall-Hydrid-Akku (NiMH-Akku), bestehend aus 4 Zellen, liefert eine Spannung von knapp 5Vdc.
Dieses Diagramm zeigt die typische Entladekurve einer LSD-NiMH-Akkuzelle.
Hier die vollständige ELKO-Seite Nickel-Metallhydrid-Akku (NiMH).
LSD erinnert hier nicht an die 1968er-Bewegung zurück.
Es bedeutet schlicht und einfach "Low Self Discharge".

Eine HCMOS-Schaltung darf man zwischen 2Vdc und 6Vdc betreiben, wie dieses 74HC00-Datenblatt illustriert.

Sehr viele HCMOS-Anwendungen arbeiten mit kleinen Einbussen der maximalen Taktfrequenz und den minimalen Verzögerungszeiten, mit 4Vdc genau so zuverlässig, wie mit üblicherweise 5Vdc.
Es kommt noch ganz darauf an, was der Ausgang steuert.
Vielleicht ist eine einfache Pegelanpassung nötig.
Dazu reicht u.U. ein Pullup-Widerstand Rp, der die Bandgap-Referenz nicht belastet, wenn Rp direkt vom Akku gespeist wird.
Der Zweck einer akkugepufferten Teilschaltung besteht darin, wenn eine gewisse Funktion, auch bei Ausfall des 230Vac-Netzes, unbedingt garantiert sein muss.
Das einfachste und allgemein bekannte Beispiel ist der Taktgenerator eines Weckradios, damit die Uhr keine oder nur eine geringe Fehlzeit anzeigt, wenn das Radio wieder am 230Vac Netz ist.

Teilbild 8.2 ist Teil eines Stromsensorprojektes.
Die gesamte Schaltung mit dem Hallsensor A132x wird mit einer symmetrischen konstanten Spannung von ±5Vdc betrieben.
Der Hallsensor A132x sollte ebenso symmetrisch betrieben werden, jedoch beträgt seine maximal zulässige Betriebsspannung nur 8Vdc.
Seine Normbetriebsspannung beträgt 5 Vdc oder symmetrisch betrieben ±2,5Vdc.
Um diese Spannung aus ±5Vdc zu erzeugen, gäbe es die Möglichkeit ein LM317L und ein LM337L (L = Lowpower) einzusetzen.
Wenn man jedoch genau ±2.5Vdc benötigt, geht das mit weniger Bauteilaufwand ebenso mit zwei Bandgap-Referenzen des Typs LM385-2.5.
Es muss ganz einfach die Bedingung erfüllt sein, dass der Strom in dem Bereich liegt, in der die IC-interne Schaltung sicher arbeitet und nicht überlastet wird.
Und das ist ein Bereich von 20µA bis 20mA.

Der Hallsensor A132x arbeitet typisch mit 6,9mA, maximal mit 9mA ohne ausgangsseitige Belastung.
Es empfiehlt sich diese so niedrig wie möglich zu halten.
Das ist einfach möglich, wenn man zumindest eine Opampschaltung nachschaltet, dessen Eingang genügend hochohmig ist.
So fällt die Ausgangslast nicht ins Gewicht. Der Laststrom darf eh nur sehr klein sein, wie man im Datenblatt nachlesen kann.
Für die Dimensionierung soll ein maximaler Strom von ±10mA für den A132x und für die Bandgap-Referenzen ±5mA gelten.
Damit hat man eine genügend hohe Reserve bei eventuellen kleinen Stromerhöhungen im Bereich der ±2,5Vdc-Speisung. In R1 und R2 soll also je ein Strom von etwa 15mA fliessen.
Über R1 und R2 liegen je eine konstante Spannung von 2.5 VDC, weil ±Ub stammt von stabilen Spannungen mittels z.B. 7805 und 7905 Spannungsreglern.
Dies ergibt R1 = R2 = 167 Ohm. Aufgerundet auf 180 Ohm (5%-Reihe), reduziert sich der Strom von 15mA auf knapp 14mA.
Im Falle eines Betriebsunterbruches des A132x, fliessen die vollen 14mA durch die beiden Bandgap-Referenzen und das ist problemlos.
Die Verlustleistung der einzelnen Bandgap-Referenz beträgt in diesem Fall nur 35mW.
Selbst beim maximal zulässigen Strom von 20mA oder etwas mehr, ist bei einer Verlustleistung von je 50mW noch keine thermische bedingte Konsequenz zu erwarten.


Konstantstromquelle mit Bandgap-Referenz und zwei Transistoren




Teilbild 9.1

zeigt eine Experimentierschaltung im Elektronik-Minikurs (2).
Diese Schaltung eignet sich speziell um den Zusammenhang zu verstehen von der konstanten Bandgap-Referenzspannung, der (fast) gleich grossen Spannung zwischen +Ub und dem invertierenden Eingang des OpAmp OA und dem resultierenden Emitter- und Kollektorstrom. "fast" in Klammer deutet darauf hin, dass ein kleiner Spannungsunterschied gegeben ist durch die DC-Offsetspannung.
Diese macht sich im mV-Bereich bemerkbar zwischen den beiden Opamp-Eingängen.
Wenn es denn so wenig ist, darf man nicht vergessen, dass die Bandgap-Referenz LM385Z-2.5 mit 2,5Vdc eine Toleranz von ±30mV haben kann.
Deshalb kann es nötig sein die Stromquelle mit einem Trimmpot P1 zu kalibrieren.

Die Spannungsmessung am Widerstand R3, zeigt wie gross der Basisstrom des Transistors T ist.
In Zusammenhang mit dem Kollektorstrom zeigt sich die Stromverstärkung von T.
Die Stabilität des Konstantstromes erhöht man, wenn man für T eine Darlington-Schaltung einsetzt, weil der Basisstrom dann so klein ist, dass es praktisch keinen nennenswerten Unterschied mehr gibt zwischen Emitter- und Kollektorstrom.
Dies kommt in Teilbild 9.3 zum Ausdruck.
Eine sehr stabile Konstantstromquelle die ohne OpAmp auskommt.

Teilbild 9.2
zeigt eine Methode, wie man mit einer stabilen Referenzspannung und mit einem Dual-OpAmp eine Konstantstromquelle realisieren kann.
Da der max. Strom am Ausgang meist nur niedrige Werte im mA-Bereich zulässt, sind die Anwendungsmöglichkeiten dieser Schaltung begrenzt.
Mehr dazu liest man im Kapitel "Konstantstromquelle mit Bandgap-Referenz und Opamp" im Elektronik-Minikurs (3).

Teilbild 9.3
zeigt die Application-Note Current-Source aus dem LM385-Datenblatt.
Diese Schaltung habe ich mit einem Testboard aufgebaut und ein wenig untersucht.
"Ein wenig" bedeutet, mit den Mitteln die ich besitze.
Das wäre z.B. eine Dose Kältespray und kein Klimaschrank.
Der thermische Test bestand ganz einfach darin, dass ich mit dem Kältespray nacheinander deutlich verzögert T1, T2 und BR angespritzt habe.
Die Konstantstromquelle habe ich an R1 mittels einer Widerstandsdekade exakt auf 1mA eingestellt.

Gemäss Angaben auf der Kälte-Spraydose ist eine Kühlung bis auf -50 ºC möglich.
Wobei ich denke, dass dieser Wert sehr theoretischer Natur ist.
Das massive Anspritzen von T1 und T2 blieb wirkungslos, wie es auch zu erwarten ist, weil die dadurch erzeugte Änderung der beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von -2mv/K innerhalb der Feedbackschlaufe agiert und deshalb kompensiert wird.
Das Ansprtzen von BR zeigt eine schwache Wirkung mit einer Änderung zwischen -1uA bis -2µA an Ia.
Das dürfte so etwa im Bereich des "Average Temperature Coefficient" gemäss "Electrical Characteristics" im LM385-Datenblatt liegen, wobei dort mit einem Konstantstrom von 100 µA und nicht mit 1 mA gemessen wurde.
Es ist dem Leser natürlich freigestellt die Messung mit andern Stromwerten zu wiederholen.

Mit R1 = 1k24 als 1%-igen Fixwert hat man eine sehr gute Annäherung an einen Konstantstrom von exakt 1mA, das ebenso für sehr viele Anwendungen ausreichend ist.
Noch präziser ist es möglich mit R1 = 1k21 oder 1k18 und einem in Serie geschalteten 10- oder 20-Gang CERMET-Trimmpot P1 mit 100 Ohm.
Damit hätte man eigentlich einen genügend grossen Kalibrierbereich und die Einstellung ist leicht.
Sollte es trotzdem nicht genügen (LM385-Exemplastreuung), muss man R1 reduzieren und für P1 den nächst grösseren Wert wählen.
Die selben Überlegungen gelten auch für andere Konstantstrom-Bereiche.

Die Tabelle unterhalb der Schaltung zeigt den R1-Wert (Test mit einer Widerstandsdekade) und dem resultierenden Konstantstrom.
Bei 10µA zeigte sich eine gewisse Reduktion auf 9,7µA, gemessen mit fünf LM385-Exemplaren.
Da wäre eine leichte Korrektur von R1 u.U. zwingend.
Dies wäre auch leicht möglich mit einem zu R1 parallel geschalteten deutlich höherem Widerstand der 1%-Klasse.
Die oben vorgeschlagene Methode mit Trimmpot P1 wäre dann das Richtige, wenn man flexibel bleiben will und jederzeit nachkalibrieren kann.

Es stellt sich noch die Frage nach der minimalen Dropoutspannung zwischen +Ub und dem Stromausgang Ia.
Gemessen habe ich bei den drei konstanten Stromwerten von 100µA, 10mA und 100mA.
Die minimalen Dropoutspannung betragen 3Vdc, 4Vdc und 5Vdc.
Unterhalb dieser Spannungen destabilisiert sich der konstante Strom an Ia signifikant.
Die maximale Dropoutspannung richtet sich nach den maximal zulässigen Kollektor-Emitterspannungen von T1 und T2.
Speziell bei T2 muss die Verlustleistung (evt. Kühlkörper) mit berücksichtigt werden.

An Stelle des PNP-Transistors T1 mit 2N3964 in der LM385-Applicationnote Current-Source kommt der BC560 (praktisch identisch mit dem BC557) zum Einsatz.
Der 2N2905 für T2 ist bei höherer Leistung empfehlenswert, gegeben durch den Konstantstrom multipliziert mit der T2-Kollektor-Emitter-Spannung (Uce).
Wenn nötig, kann man dem 2N2905 ein Kühlstern draufklemmen.
Das wär eine Möglichkeitn gäbe es den 2N2905 noch.
Dem ist nicht so, er ist obsolet. Alternativ eignet sich der BD140 oder der grössere "Bruder" BD240.
Mit genügender Kühlung ist es leicht möglich einen konstanten Strom bis maximal etwa 1A zu erzeugen. 
BD140 und BD240 haben bei Ic = 1A eine Stromverstärkung von etwa 50.
Beim Kauf des BD140 lohnt es sich auf die Version BD140-16 zu setzen (siehe im Datenblatt "h_FE-Classificntion ").

Bei niedriger Verlustleistung kann man für T2 und T1 den BC560 oder BC557 einsetzen.
Wenn man mit einem Konstantstrom zwischen 0,1 bis maximal 50mA (Uce max. -10V) arbeitet, hat dies den Vorteil, dass die Produkt-Stromverstärkung von T1 und T2 mit einem Wert von mindestens 10.000 arbeitet.
Jedoch empfiehlt sich den C-Typen, also BC560C oder BC557C einzusetzen, weil es verbessert die Stromverstärkung bei T1, weil dieser eh einen niedrigen Kollektorstrom aufweist.
Beim Einkauf daher am besten nur den BC557C setzen.
Nachteilig beim (veralteten) 2N2905 ist, dass die Stromverstärkung bei niedrigem Kollektorstrom relativ niedrige Werte hat, ausser man hat in seinem persönlichen Lager noch von den A-Typen 2N2905A.

Warum in der LM385-Applicationnote Current-Source für R2 120k Ohm eingesetzt wird, ist unverständlich.
Dieser Wert ist überhaupt nicht kritisch. 100k Ohm tun es ebenso.
Ein Test zeigt, dass die Schaltung mit R2 = 220k Ohm, Ia = 100mA (R1 = 12,4 Ohm) und +Ub = 5Vdc gerade noch korrekt arbeitet.
Deshalb, ob R2 = 100k oder 120k Ohm, spielt überhaupt keine Rolle.

Wie hoch ist die Spannung zwischen +Ub und der Basis von T1?
Das ist, wenn es auch nicht so aussieht, ganz einfach. Sie addiert sich aus der Referenzspannung von 1,24Vdc über R1 und den beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 zu einem Wert von etwa 2,5Vdc.
Der T1-Basisstrom ergibt sich aus dem T2 Kollektorstrom (Konstantstrom Ia) dividiert durch die Produkt-Stromverstärkung von T1 und T2 mit einem Wert von mindestens 10.000, wenn T1 und T2 aus BC560C (BC557C) bestehen.
Bei einem Konstantstrom von 20mA als Beispiel, wäre dies ein T1-Basisstrom von etwa 2µA.

Man sieht in der Schaltung von Teilbild 9.3 keine Kondensatoren um die Stabilität zu garantieren.
Das Ausschliessen von unerwünschter Oszillation.
Ich versuchte provokativ die Schaltung zum wilden Oszillieren anzuregen.
Keine Chance! Ein Blick in die LM385-Schaltung, und man sieht sogleich wie innerhalb der beiden roten Ellypsen mittels C1 mit Q3 und C2 mit Q7 eine offenbar sehr wirksame Frequenzgang-Kompensation erzeugt wird. C1 und C2 wirken wahrschnlich als grössere Kapazitäten, weil, ich habe den Eindruck, dass da der Millereffekt eine gewisse Rolle spielt.
Siehe ganz rechts die grundlegende Schaltung mit dem Titel "Emitterschaltung mit Millerkapazität".


XFET die Hochpräzisions-Alternative zu Bandgap


Ergänzend zu integrierten Schaltungen, welche nach den Bandgap-Prinzip arbeiten, wird zum Schluss das XFET-Prinzip kurz vorgestellt.
Bild 10
zeigt die stark vereinfachten Prinzipschaltungen des Bandgap (Teilbild 10.1) und des XFET (Teilbild 10.2).
Der XFET ist deutlich präziser.
Er eignet z.B. für den Einsatz mit hochauflösenden AD-Wandlern.
Eine kurze Einführung u.a. auch zum Thema Bandgap- und XFET-Referenz liest man hier im Wikipedia im Kapitel "Präzisionsreferenzspannungsquellen".

Dass der XFET mit "geringerem" Preis dargestellt wird, stimmt allerdings nicht im Vergleich zu Bandgap.
Ein Vergleich zwischen ADR421, ADR431 und ADR441 (XFETs) mit LM385, LM385-1.2 und LM385-2.5 (Bandgap) zeigt, dass der XFET bis 10 mal teurer ist als diese Bandgap-Referenz.
Zusätzlich glänzt der XFET eher mit Wartezeiten als der LM385.
Verglichen bei zwei Distributoren im Dezember 2018.
Hier eine Einführung zu XFET-Referenzen von Analog-Dialogue.

Es kommt sehr drauf an wozu man eine Referenzspannung einsetzt.
Es gibt genug Beispiele. Alleine schon in den folgenden Elektronik-Minikursen, im letzten Kapitel angedeutet, mit dem Bandgap-Prinzip (LM385).
Speziell, bezüglich Referenz-Präzision bei zusätzlichem Tiefpassfilter zur Rauschreduktion, empfiehlt sich ein Beitrag vom "POLYSCOPE: Schweizer Fachmagazin für Industrieelektronik und Automation" mit dem Titel Exakte Digitalisierung.

Die Bilder sind in der pdf-Version von schlechter Qualität. Ich habe diese Bilder in der Linkversion vergrössert.
Sie stehen als Bildschirmkopien in deutlich besserer Qualität zur Verfügung.
Es empfiehlt sich beim Lesen von "Exakte Digitalisierung", diese Bilder zu beachten:
Bild 1, Bild 2, Bild 3 und Bild 4

(Hohe Präzision durch Bandgap-Referenz.)
(8) Netzteil-Testgerät I

Quelle:
https://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/zbandgb.htm










DIN A4 ausdrucken
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Impressum: Fritz Prenninger, Haidestr. 11A, A-4600 Wels, Ober-Österreich, mailto:schaltungen@schaltungen.at
ENDE






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